Главная Контакт Ссылки
Новые способы магнитной записи звука Версия для печати
Написал А.Петров   
понедельник, 29 Сентябрь 2003

Существенным недостатком классического способа записи с ВЧ подмагничиванием является стирающее действие тока подмагничивания на записываемый сигнал, особенно на высоких частотах. Это вызывает необходимость введения предискажений ВЧ-составляющих сигнала до 18...20 дБ, что, в свою очередь, приводит к значительным фазовым искажениям сигнала.

Наряду с классическими способами записи с постоянным подмагничиванием, все большее развитие приобретают новые способы - импульсные.

Рис. 1
Рис. 1
Рис. 1
 
Рис. 2
Рис. 2

В последнее время запатентована идея амплитудно-импульсного способа записи [1], при котором запись на ленту осуществляется очень короткими импульсами, пропорциональными огибающей сигнала (рис.1), в интервале перемещения ленты, значительно меньшем рабочего зазора головки о (рис.2). Затем запись прекращается, пока лента не переместится на расстояние, равное длине эффективной зоны записи, во избежание "размывания" сигнала. В результате запись на магнитном носителе представляет собой короткие неперекрывающиеся участки с постоянным уровнем намагниченности в пределах отдельного участка - аналогично кадрам кинопленки (рис.2). При этом ток записи формируется по закону амплитудно-импульсной модуляции (АИМ) напряжением, пропорциональным коэффициенту заполнения g

Uз = gUс, (1)
где g = tи/Tд;  
  tи - длительность импульса;  
  Tд - период частоты дискретизации.  

На первый взгляд, эта идея выглядит очень привлекательной и правдоподобной, позволяющей полностью использовать нагрузочную способность лент и улучшить отношение сигнал/шум за счет того, что в отсутствие сигнала отсутствует и ток подмагничивания.

При реализации данного способа записи частоту дискретизации (fд) предлагается выбирать в зависимости от ширины зазора (s) записывающей головки и от скорости движения ленты (V):

fд = V/s (Гц), (2)
где V - скорость движения ленты, м/с;  
  s - ширина зазора головки записи, м.  

Например при скорости 4,76 см/с и ширине зазора 1 мкм частота дискретизации:

fд = V/s = 4,76·10-2/10-6 = 4,74·104 (Гц) = 47,6 (кГц),

что вполне удовлетворяет условию теоремы Котельникова: fд > 2fв сигнала.

На мой взгляд, эта идея ошибочна по следующим причинам:

  1. Наличие петли гистерезиса, а значит, и коэрцитивной силы как записывающей головки, так и носителя, неизбежно приводит к появлению характерных искажений типа "ступенька" при переходе через ноль на низких и средних частотах. Это происходит оттого, что при изменении полярности импульсов за счет остаточной индукции (Br) происходит укорачивание первых импульсов. На частотах выше 3 кГц "ступенька" полностью "съедает" сигнал, т.к. головка не успевает перемагничиваться очень короткими импульсами. Для намагничивания однополярными импульсами до уровня, близкого к насыщению ленты (Br), необходимо как минимум четыре импульса за четверть периода (соответственно, 16 за период), что еще кое-как обеспечивается при частоте дискретизации 48 кГц на частотах до 3 кГц (48 : 16 = 3). В результате, на более высоких частотах запись оказывается невозможной вообще.
  2. Воздействие головки на носитель представляется в [1] слишком идеализированным. На самом деле оно не ограничивается только зоной зазора, да и эффектив­ная ширина зазора примерно в 1,2 раза шире его физи­ческого размера.

На основании вышеизложенного можно сделать вывод, что не только амплитудно-импульсная модуляция (АИМ), но и однополярная широтно-импульсная модуляция [2] непригодна для магнитной записи звука.

Несколько подругому обстоит дело при способе записи, описанном в [3], где ток подмагничивания формируется прямоугольным напряжением, а амплитудно-импульсно модулированные выборки сигнала, подаваемые через мультиплексор и синхронизированные с напряжением подмагничивания, смешиваются на головке записи. Для этого способа характерны дополнительные импульсные помехи и необоснованное усложнение схемы.

Более простой способ, без АИМ-выборок, предложен в [4]. Суть способа заключается в том, что подмагничивание имеет не постоянный уровень, а промодулировано по амплитуде с определенной частотой. Частоту модуляции выбирают в зависимости от скорости движения носителя и зазора головки по формуле (2). При этом интервалы с повышенным и пониженным уровнями подмагничивания должны иметь целое число периодов и быть синхронизированы с началом перехода сигнала через ноль во избежание повышения шума фонограммы из-за несимметричного подмагничивания. Для этого необходимо предусмотреть возможность сдвига фазы подмагничивания. Оптимальная глубина модуляции может находиться в пределах 50...70% (-6...-10 дБ), но не более 80% (-14 дБ).

Например для кассетного магнитофона при частоте подмагничивания 90 кГц частота модуляции может быть 45 кГц. Тогда в течение 11 мкс носитель подвергается подмагничиванию с номинальным уровнем, а в течение оставшихся 11 мкс - ослабленному на 6...10 дБ, что способствует меньшему размагничиванию носителя, и соответственно, лучшей записи ВЧ-составляющих сигнала.

Рис. 3 Рис. 4
Рис. 3 Рис. 4

Возможны два варианта реализации данного способа записи: с параллельной (рис.3) и последовательной (рис.4) модуляций. імкость разделительного конденсатора С1 должна быть достаточно мала - 200...390 пФ. Необходимо отметить, что при данном способе подмагничивания неизбежен шум квантования, как и при цифровой записи, поэтому в тракте воспроизведения необходимо предусмотреть ФНЧ с частотой среза около 20 кГц.

Рис. 5
Рис. 5

Пример использования первого способа в магнитофоне "Беларусь-310" показан на рис.5. С целью исключения модуляции тока стирания в качестве модулирующего сигнала выбрано прямоугольное напряжение "меандр". При этом левый и правый каналы подмагничиваются номинальным током поочередно. Сигналы подмагничивания (Uп1 и Uп2) снимают с коллекторов транзисторов ГСП. Питание цифровых микросхем производится напряжением 7 В от ГСП. Подбором резистора R2 и сменой полярности диода VD1 добиваются смены уровней в моменты перехода напряжения подмагничивания через ноль. Расширить возможности этого способа записи можно, если дополнить систему динамическим подмагничиванием. Трансформатор Т1 намотан на ферритовом кольце 2000НМ К16х10х4,5. Обмотка I содержит 100 витков провода ПЭВ-2 0,1; обмотки II и II* — по 20 витков. Подбором резисторов R3 и R4 в базах транзисторов добиваются оптимального насыщения транзисторов электронных ключей.

Рис. 6
Рис. 6

На рис.6 показан возможный вариант последовательной модуляции. Резистором R1 добиваются смены уровней в моменты перехода напряжения подмагничивания через ноль. Для повышения быстродействия компаратора DA1 его выводы 7 и 8 подключены к плюсовой шине питания. Первичная обмотка трансформатора Т1 содержит 100 витков провода ПЭВ-2 0,1; вторичные - по 25 витков.

Идея использования широтно-импульсной модуляции для высокоэффективного усиления колебаний звуковой частоты предложена Д.Агеевым [5] более 40 лет назад. Такие усилители относятся к классу D. Несмотря на существенное повышение КПД (до 0,8...0,9, а теоретическое значение близко к 1, в то время как максимальное теоретическое КПД усилителя класса А равно 0,5), усилители мощности этого класса не нашли широкого применения в звукотехнике по ряду причин.

Во-первых, из-за высокой сложности схемы.

Во-вторых, в них для обеспечения плавного и непрерывного изменения напряжения на нагрузке необходимо между нагрузкой и активным элементом (ключом) вводить сглаживающий фильтр, состоящий из высокодобротной индуктивности (аккумулятора электрической энергии) и сглаживающего конденсатора. Пологая характеристика затухания этого фильтра за частотой среза способствует увеличению нелинейных искажений и уровня пульсаций выходного напряжения. Очевидно, что максимальная задержка выходного сигнала по отношению к входному достигает периода частоты дискретизации Тд. При относительно низкой частоте дискретизации амплитудная характеристика тракта имеет ярко выраженный нелинейный характер, следствием чего является большой уровень нелинейных и комбинационных искажений. К примеру, коэффициент третьей гармоники при fд/fc=7 составляет 1,85%, при 10 - 0,9%, при 15 - 0,4 % [6]. Процессы коммутации вызывают появление боковых полос с частотами n fд ± m • fc, где n и m - целые числа (1, 2, 3 и т.д.). Поэтому для получения Кг=0,1...0,01% частота дискретизации должна быть не менее 200 кГц [5].

В-третьих, при передаче сигналов малого уровня амплитуда импульсов ШИМ имеет полное напряжение питания при очень малой их длительности. Конечное время процесса коммутации вносит дополнительные трудности при обеспечении широкого динамического диапазона. Поэтому в качестве компараторов необходимо применять быстродействующие ОУ с входными транзисторами, свободными от эффекта накопления зарядов (например вертикальной МОП-структуры с V-образным каналом) [7]. Очень важно, чтобы ОУ имел одинаковое время восстановления после как плюсовой, так и минусовой перегрузки. У обычных ОУ это время может находиться в следующих пределах: из +Еп в 0 - 0,4...0,6 мкс; из -Еп в 0 - 4...6 мкс. Это является причиной дополнительных искажений.

В-четвертых, пульсации напряжения источника питания ключевого усилителя вызывают паразитную амплитудную модуляцию выходных импульсов и, как следствие, увеличение уровня нелинейных искажений.

Применение усилителей класса D перспективно в тех случаях, когда на первое место выдвигаются требования экономичности при умеренных требованиях к качеству сигнала: мегафоны, селекторные устройства, многоканальная громкоговорящая связь.

Немаловажную роль играет форма пилообразного напряжения для ШИМ:

- нарастающая пила;
- спадающая пила;
- треугольная симметричная пила.

В первых двух случаях имеет место односторонняя ШИМ, когда смещается только передний или задний фронт, в последнем - двусторонняя, когда смещаются оба фронта импульсов относительно центральной точки. Высокая линейность пилообразного напряжения очень важна для исключения дополнительных искажений. Как отмечено в [8], предпочтение следует отдавать треугольному симметричному напряжению. В этой статье не сказано, что формирователь пилообразного напряжения (рис.23) должен питаться от биполярного источника напряжением ±7,5 В, в противном случае необходимо левый по схеме вывод резистора R2 подключить к искусственной средней точке, образованной двумя резисторами по 1 кОм и конденсатором 4,7 мкФ.

Для улучшения линейности характеристики передачи импульсных усилителей используют обратную связь - как в обычных усилителях, работающих с непрерывными сигналами. Глубина обратной связи зависит от качества фильтрации сигналов и отношения fд/fв, где fв - верхняя рабочая частота. Очевидно, что чем выше частота дискретизации, тем меньше фазовый сдвиг выходного сигнала, а значит, и глубже может быть обратная связь.

Уровень выходного сигнала ослабляется из-за очень быстрых сбросов его уровня до нуля при биполярной ШИМ (модуляция по трем уровням: +Еп, -Еп и 0) или до -Еп (+Еп) при однополярной ШИМ. Амплитуда выходного напряжения (тока) пропорциональна коэффициенту модуляции (Кмод)

Kмод = Umc/Umn,
где Umc - амплитудное значение сигнала;
  Umn - амплитудное значение пилообразного напряжения.

Максимальный Кмод обычно не превышает 0,8...0,9.

Благодаря этому способу возможен режим непосредственного усиления цифровых сигналов без предварительного преобразования их в аналоговую форму, для чего производят цифровую интерполяцию или передискретизацию.

Как известно, при отсутствии постоянной составляющей в записываемом сигнале, а также подмагничивания ленты от намагниченных элементов лентопротяжного механизма, в записанном сигнале присутствуют преимущественно нечетные гармоники, из которых наиболее весомый вклад вносит третья. Измерение коэффициента третьей гармоники на частотах выше 4 кГц теряет смысл. Вклад, вносимый системой ШИМ, без обратной связи при частоте дискретизации 60 кГц (fд=15fc) не превышает 0,4 % [6]. Введение ООС [9] не только линеаризует саму систему ШИМ, но и уменьшает искажения формы тока записи в самой головке, достигающие 0,2...0,4 %.

При обычном способе записи аналоговых сигналов возникают искажения формы сигналов, связанные с нелинейностью характеристики носителя, а также с несовершенством системы записи [8]. Нагрузочная способность лент полностью не реализуется. Кроме того, имеет место недоиспользование тракта записи по параметру "сигнал/шум" около 7,5 дБ.

Совершенно по-другому обстоит дело при биполярной ШИМ-записи, обладающей параметрическим динамическим подмагничиванием [9...11]. После публикации [10], доступной широкому кругу радиолюбителей, эффективность этого способа записи подтверждена целым рядом изобретений, например [12] и др. Нагрузочная способность увеличивается в 2 раза при одновременном увеличении отношения сигнал/шум.

Соотношение Iз + Iп = const вытекает из того, что амплитудное значение импульсов ШИМ постоянно (зависит от напряжения питания), а коль напряжение постоянно, то постоянен и суммарный ток, происходит лишь его перераспределение в зависимости от коэффициента модуляции.

Основные технические характеристики системы, описанной в [10]:
Напряжение питания, В ±18
Пределы регулирования частоты дискретизации, кГц 40...120
Частота дискретизации пилообразного напряжения, кГц
  -для ленты МЭК I 83
  -для ленты МЭК II 49
Пределы регулировния тока подмагничивания, мА 0,3...0,7
Оптимальный ток подмагничивания с универсальной головкой фирмы Cannon (индуктивность 100 мкГн), мА
  -для ленты МЭК I 0,4
  -для ленты МЭК II 0,6
Токостабилизирующий резистор, кОм 22
Полоса записываемых частот, Гц
для лены МЭК I (Hitachi DL 60)  
  -при уровне 0 ± 0,4 дБ 40...10000
  -при уровне -6 дБ 40...15000
для лены МЭК II (Maxwel Super C 60)  
  -при уровне 0 ± 0,5 дБ 40...10000
  -при уровне -6 дБ 40...20000
Напряжение на входе компаратора:  
- входного сигнала, эффективное (амплитудное), мВ  
  -для ленты МЭК I 180 (504)
  -для ленты МЭК II 350 (980)
-пилообразного тока, эффективное (амплитудное), В 1,5 (3,0)
Коэффициент модуляции  
  -для ленты МЭК I 0,17
  -для ленты МЭК II 0,33

Схема формирователя сигнала ШИМ-записи приведена на рис.7.

Рис. 7
Рис. 7

При налаживании этого формирователя устанавливается такая частота дискретизации, при которой уровни записи сигналов частотой 400 Гц и 10 кГц одинаковы.

К недостаткам этого решения можно отнести то, что для обеих лент используется одно и то же напряжение питания, что требует разного коэффициента модуляции, а значит, и по-разному действует механизм динамическо­го подмагничивания.

К недостаткам [9] следует отнести отсутствие возможности записи на ленту МЭК II. В [11] применено половинчатое решение, при котором ток подмагничивания изменяется одновременным изменением как напряжения питания, так и частоты подмагничивания, а ток записи - изменением напряжения питания и коэффициента модуляции одновременно. Недостатком является отсутствие возможности плавной регулировки напряжения питания.

Налаживание усилителя с ШИМ имеет ряд особенностей, а отсюда - и ряд трудностей. Поэтому остановимся более подробно на процессах, происходящих в головке записи.

Мгновенные значения ЭДС eL связаны с мгновенными значениями магнитного потока Ф соотношением:

eL = - dФ/dt, (3)
Так как Ф=iL,  
eL = - d(iL)/dt, (4)

Поскольку магнитная головка используется в режиме, при котором относительная магнитная проницаемость mr остается постоянной, индуктивность головки L также постоянна, следовательно, множитель L можно вынести за знак производной, т.е.

eL = - Ldi/dt, (5)

По второму закону Кирхгофа напряжение на зажимах цепи в каждый момент времени равно по значению и противоположно по знаку ЭДС, имеющейся в цепи, следовательно uL=-eL, откуда

uL = Ldi/dt, (6)

Полученное выражение связывает мгновенные значения тока в цепи с мгновенными значениями напряжения на выводах головки. Из выражения (6) следует, что напряжение на головке пропорционально не току, а скорости изменения тока. В случае когда ток не изменяется, напряжение равно нулю.

Длительность импульса tи равна:

tи = 0,5·T = 0,5/fп,
где fп - частота подмагничивания. При fп=80 кГц,
tи = 0,5/80·103 = 6,25·10-6 с = 6,25 мкс,

При этом, благодаря интегрирующему действию головки, ток через головку достаточно линеен, т.к. находится на начальном участке ее характеристики, поскольку постоянная времени цепи головки tL:

tL = L/R = 0,12/2000 = 6·10-5 с = 60 мкс,
где L = 0,12 Гн - индуктивность универсальной головки (типовое значение);
  R = 2000 Ом - сопротивление, включенное последовательно с головкой (R11, рис.7).

 Учитывая, что длительность импульса tи значительно меньше постоянной времени tL, выражение (6) можно преобразовать, используя формулу (7)

Im = uL/L = Uпtи/L = Uп/2Lfп, (8)
где Im - амплитудное значение тока подмагничивания.  

Так как площадь треугольника в 2 раза меньше площади прямоугольника, действующее значение тока подмагничивания составляет:

Iп = Im/2 = Uпtи/2L = Uп/4Lfп, (9)

Ток подмагничивания при Uп=15 В к частоте подмагничивания 80 кГц для головки индуктивностью 120 мГн равен:

Iп = Uпtи/2L = 15·6,25·10-6/2·0,12 = 0,39мА.  

Изменяя напряжение питания или частоту ГСП (или то и другое одновременно), можно в широких пределах регулировать ток подмагничивания. Учитывая, что в стереофоническом варианте поканальная регулировка частоты дискретизации отпадает, остается единственный вариант регулировки - изменением напряжения питания ОУ.

Для каждой головки существует вполне определенное соотношение номинального тока подмагничивания и номинального тока записи (Iп= 5... 12 Iз) [8]. Оптимальный коэффициент модуляции Кмод опт:

Кмод опт = Iз опт/Iп отп (10)

Напряжение, определяющее уровень записи, пропорционально коэффициенту модуляции Кмод:

Uз = Uп·Kмод/1,4, (11)
откуда  
Iз = Uп·Kмод/1,4R, (12)
где Кмод - коэффициент модуляции, типовое значение - 0,125;
  1,4 - коэффициент перевода в действующее значение;
  R - суммарное сопротивление резисторов R7, R9, R11 в цепи обратной связи, в том числе и омическое сопротивление головки (рис.7).

Из выражения (12) следует, что ток записи не зависит от частоты дискретизации, в то время как ток подмагничивания зависит (9).

Возможность увеличения размаха напряжения ШИМ до величины, превышающей напряжение питания ОУ в системе ШИМ с ООС, реализована в схеме, показанной на рис.7.

Рис. 8

Рис. 8

Схема регулируемого биполярного источника питания для одного канала показана на рис.8.

На основании вышеизложенного можно сделать следующие основные выводы:

  1. При постоянных частоте дискретизации fд и коэффициенте модуляции Кмод с возрастанием напряжения питания ±Uп пропорционально возрастают ток подмагничивания и ток записи, что следует из формул (9, 12).
  2. При постоянном напряжении питания ток подмагничивания возрастает с уменьшением частоты дискретизации (9).
  3. Уровень записи зависит от напряжения питания, коэффициента модуляции и суммарного сопротивления в цепи ООС и не зависит от частоты дискретизации (12).
  4. Резистор R7 (рис.7) в цепи ООС компаратора определяет глубину подъема СЧ- и ВЧ-составляющих сигнала: чем меньше резистор, тем больше подъем, и наоборот, т.е. подбором этого резистора регулируют АЧХ записи в области средних частот.
  5. Резистор R9 определяет добротность последовательного колебательного контура, образованного головкой и конденсатором С4, от которой зависит равномерность АЧХ в области ВЧ.
Рис. 9
Рис. 9

Отсюда вытекает следующий порядок настройки усилителя с ШИМ, вариант которого приведен на рис.9.

  1. Установите напряжение питания Uп=±24...28 В (для ленты МЭК II) и коэффициент модуляции в соответствии с (10) по девиации фронта сигнала частотой 315 (400) Гц на выходе компаратора (Кмод можно установить около 0,15, если неизвестно соотношение Iз/Iп).
  2. На ленте МЭК II установите оптимальный ток подмагничивания по известным признакам: максимальная отдача на средних частотах (0,3...1 кГц) при коэффициенте третьей гармоники не более 1%. Если напряжением питания выставить ток подмагничивания не удается, необходимо снизить частоту дискретизации и повторить настройку.
  3. Сравните уровень записанного сигнала с эталонным, соответствующим уровню записи 0 дБ. Если уровень записи выше, пропорционально уменьшите напряжение питания и частоту дискретизации. И наоборот, если уровень записи ниже, необходимо пропорционально увеличить напряжение питания и частоту дискретизации. После этого откалибруйте индикаторы уровня записи. При этом Кмод может находиться в пределах от 0,08 до 0,15 и более, а с учетом увеличения нагрузочной способности — до 0,25.
  4. Для получения одинакового механизма работы динамического подмагничивания при переходе на ленту МЭК I необходимо уменьшить напряжение питания выходного каскада примерно в 2 раза. При этом при неизменном коэффициенте модуляции пропорционально напряжению питания уменьшаются ток подмагничивания и ток записи.

Очевидно, что для настройки усилителя записи с ШИМ необходимо знать такие паспортные данные головки как индуктивность, оптимальный ток подмагничивания, номинальный ток записи.

В случае, если такие данные отсутствуют, целесообразно предварительно определить хотя бы номинальный ток записи и оптимальный ток подмагничивания следующим образом.

Установите эту головку на магнитофон с обычным подмагничиванием и отрегулируйте оптимальный ток подмагничивания и номинальный уровень записи.Затем по падению напряжения подмагничивания U на измерительном резисторе Rн=10 Ом, включенном между головкой и общим проводом, определите оптимальный ток подмагничивания:

Iп опт = U/Rн. (13)

Номинальный ток записи определяют по формуле:

Iз ном = Uвых/R, (14)
где R - сопротивление токостабилизирующего резистора (пример-но10...20 кОм), включенного последовательно с головкой;
  Uвых - напряжение на выходе усилителя записи, при котором записывается сигнал частотой 330 Гц и уровнем -2...0 дБ.

После этого по формуле (9) определите частоту подмагничивания или напряжение питания ОУ, задавшись одним из них.

Рис. 10
Рис. 10

Аналогичный эффект можно получить, если применить встречное подмагничивание: с одной стороны - сигнал звуковой частоты, а с другой - сигнал подмагничивания пилообразной формы (рис.10) [13]. Как видно из рисунка, сумма тока записи и тока подмагничивания - величина постоянная, равная сумме площадей заштрихованных треугольников.

Переход с ленты МЭК I на ленту МЭК II осуществляют с помощью переключателя S1 (рис.9). Ток подмагничивания поканально регулируют подбором конденсатора С1, в обоих каналах сразу - частотой ГСП и напряжением питания формирователя треугольного напряжения.

ЛИТЕРАТУРА

  1. Заявка Японии N2-58683 G11 В5/02, 1984г.
  2. А.с. 1580431, G1l B5/02, 1990, бюл.27.
  3. А.с. 1569876, 1990, бюл. 21.
  4. Максимов М. "Синхронное" подмагничивание. - Радио, 1996, N11,С.17-18.
  5. А.с. 124473.
  6. Моин В. Стабилизированные транзисторные преобразователи. - М.: Энергоатомиздат, 1986.
  7. Шкритек П. Справочное руководство по звуковой схемотехнике. - М: Мир, 1991.
  8. Петров А. Аналоговая магнитная звукозапись. - Радиолюбитель, 1995, N1-5.
  9. Алейнов А. Параметрическое динамическое подмагничивание. - Радиоежегодник, 1989,С.93-116.
  10. Кодриев. Еще раз о магнитной записи. - Радио, телевизия, електроника, 1987, N4, С. 18.
  11. Петров А., Петров Д. Усилитель записи высококачественного магнитофона. - Радиолюбитель, 1993, N7, С.22-24.
  12. А.с. 1732376, заявл.13.06.90.
  13. Бачурин H. Тракт записи с подмагничиванием пилообразным током. — Радио, 1996, N8, С.28-29.

Радиолюбитель №11 1997 - №1 1998г.г.

< Пред.   След. >
up Главная | Новости | Усилители мощности | Предусилители | Акустика | Источники сигнала | FAQ | Форум | Карта сайта up
 

Mambo is Free Software released under the GNU/GPL License.