Главная Контакт Ссылки
Схемотехника усилителей мощности ЗЧ Версия для печати
Написал Н. Дмитриев, Н. Феофилактов   
понедельник, 22 Сентябрь 2003

Общеизвестно, что качество звучания любого звуковоспроизводящего комплекса во многом зависит от параметров усилителя мощности звуковой частоты (УМЗЧ). К настоящему времени опубликовано множество вариантов транзисторных УМЗЧ, отличающихся порой очень высокими качественными показателями, однако поиск новых схемных решений, позволяющих в еще большей мере приблизить звучание звуковоспроизводящих устройств к естественному, продолжается. В этой статье рассмотрены некоторые пути совершенствования УМЗЧ на современной элементной базе.

Рис. 1
Рис. 2

Несмотря иа многообразие схем транзисторных УМЗЧ, принципы их построения практически одни и те же. Подобно современным интегральным ОУ они, как правило, двухкаскадные (рис. 1). Основное усиление по напряжению обеспечивают первые два каскада. Выходной же каскад — чаще всего мощный повторитель напряжения, поэтому данная конфигурация УМЗЧ и получила название двухкаскадной.

Критерием качества УМЗЧ является характер и величина вносимых им искажений. Попытаемся классифицировать известные в настоящее время искажения сигнала ЗЧ.

Прежде всего обратим внимание на то, неидеальностью каких характеристик вызван тот или иной их вид. С этой целью разделим искажения на статические и динамические (см. рис. 2). Первые обусловлены нелинейностью статических передаточных характеристик каскадов УМЗЧ (например, нелинейностью входных и выходных характеристик используемых усилительных элементов), вторые — неидеальностью их переходных характеристик, под которыми понимается реакция усилители на скачок входного напряжения. Статические искажения, в свою очередь, можно подразделить на гармонические, выражающиеся в изменении формы исходного сигнала определенной частоты, и интермодуляциоиные, проявляющиеся в обогащении спектра выходного сигнала комбинационными составляющими.

Статические интермодуляцнонные искажения могут быть амплитудными и фазовыми (обусловлены соответственно взаимной амплитудной и фазовой модуляцией [1—3] входных сигналов). Динамические искажения также можно разделить на гармонические и интермодуляциониые. В первом случае речь идет об искажениях формы входного синусоидального сигнала, когда его амплитуда и частота превышают критические значения, определяемые максимальной скоростью нарастания выходного напряжения. Если же при этих условиях на входе УМЗЧ присутствуют еще и сигналы других частот, то появляются условия для возникновения и сильных интермодуляционных искажений.

Как уже было сказано, динамические искажения зависят, в частности, от такого параметра, как скорость нарастания выходного сигнала Vu, которая связана с максимальной частотой fв усиливаемого сигнала максимальной амплитуды соотношением Vu=2πfBUm, где Um — максимальная амплитуда выходного напряжения. Если учесть, что выходная синусоидальная мощность P=Um2/2RH, где RH — сопротивление нагрузки, то можно получить Vu=2πfв√2PRн.

Оценим необходимую для неискаженного звуковоспроизведения скорость нарастания выходного напряжения, если, например, все спектральные составляющие усиливаемого сигнала лежат ниже 20 кГц, а мощность усилителя на нагрузке сопротивлением 4 Ом равна 100 Вт. В этом случае в соответствии с приведенной выше формулой Vu=3,6 В/мкс. Дальнейшее увеличение скорости нарастания на динамические искажения в полосе звуковых частот Практически не влияет [4].

Приведенная классификация удобна тем, что позволяет наиболее полно охарактеризовать искажения, вносимые усилителем. Следует иметь в виду, что все виды искажений взаимосвязаны. Например, изменение коэффициента гармоник неизбежно скажется на интермодуляционных искажениях и т. д.

Человеческое ухо наиболее чувствительно к интермодуляционным искажениям. Их заметность в значительной мере зависит от вида музыкальной программы. Психоакустические исследования показали [5], что высококвалифицированные эксперты начинали замечать изменения в характере звучания фортепьяно, как только среднеквадратичное значение интермодуляциониых искажений достигало 0,003 % (!). Для сравнения укажем, что порог заметности искажения звучания хора — 0,03 %, скрипки — примерно 0,3 %.

Рассмотрим теперь пути совершенствования отдельных каскадов УМЗЧ с целью построения устройства с минимальными искажениями.

Рис. 3
Рис. 4
Рис. 5

Входной каскад определяет такие важные параметры УМЗЧ, как напряжение смешения «нуля» (постоянная составляющая выходного напряжения усилителя) и его температурную стабильность. От схемотехнического решения этого каскада во многом зависят максимальная скорость нарастания выходного напряжения и отношение сигнал/шум. В подавляющем большинстве современных УМЗЧ входной каскад — дифференциальный. Требования к нему определяются видом ООС, охватывающей весь УМЗЧ. Сопоставим инвертирующий (с параллельной ООС) и неинвертирующий (с последовательной ООС) усилители. Коэффициент усиления неинвертирующего усилителя (рис. 3,а) KU=1+R3/R2, инвертирующего (рис. 3,б) KU=R3/R2. Достоинство неинвертнрующего усилителя — высокое входное сопротивление, которое ограничено у него сопротивлением резисторе R1(200 кОм), в то время как у инвертирующего усилителя оно практически равно сопротивлению резистора R2 (10 кОм).

Однако при анализе линейности входных каскадов (рис. 1) преимущества оказываются на стороне инвертирующего усилителя, и вот почему. При достаточно большом коэффициенте усиления УМЗЧ с разомкнутой цепью ООС напряжения на инвертирующем и неинвертирующем входах практически одинаковы. Например, если на вход неинвертирующего усилителя поступает входной сигнал напряжением 1 В, то такое же напряжение будет и на его инвертирующем входе. Иными словами, на входах усилителя присутствует переменное синфазное напряжение амплитудой 1,4 В. Легко видеть (см. рис. 1), что напряжение источника тока GI1 и напряжение коллектор-эмиттер транзисторов VT1 и VT2 входного дифференциального каскада будут при этом колебаться с размахом 2,8 В. Эта паразитная модуляция приводит к нелинейному изменению параметров транзисторов в такт со входным сигналом, что создает предпосылки для возникновения дополнительных искажений, а первую очередь, ннтермодуляционных. В инвертирующем усилителе синфазная составляющая практически равна нулю и вышеописанные искажения не возникают.

Для устранения влияния синфазной составляющей и снижения искажений неиивертируюшего усилителя следует повышать выходное сопротивление источника тока и подбирать в дифференциальный каскад пару транзисторов с возможно более близкими параметрами [6]. В тех случаях, когда величина синфазной составляющей достигает нескольких вольт, вместо обычного однотранзисторного источника тока целесообразно использовать более совершенный источник тока на двух транзисторах VT5, VT6 (рис. 4) (3, 7]. В качестве дифференциальной пары VT3, VT4 использована интегральная сборка К159НТ1. транзисторы которой имеют близкие значения статического коэффициента h21Э и напряжений эмиттер-база. Для снижения рабочего напряжения транзисторов сборки (допустимое напряжение между их коллекторами и эмиттерами составляет 20 В) в коллекторные цепи введены более высоковольтные транзисторы VT1. VT2, включенные по схеме с ОБ. Резисторы R5, R9 также способствуют уменьшению динамических искажений [8].

Основным способом улучшения качественных показателей УМЗЧ остается введение глубокой ООС, что возможно при достаточно большом коэффициенте усиления исходного (без ООС) усилителя. Усиление же типового входного дифференциального каскада составляет 10 ... 26 дБ. Увеличить его можно, заменив пассивную нагрузку в коллекторных цепях транзисторов VT1, VT2 (рис. 4) активной. Ее функции может выполнять так называемое «токовое зеркало» (рис. 5,а)или «токовое зеркало» со следящей ООС (рис. 5, б). Нетрудно заметить, что в последнем случае напряжение между базой и коллектором транзистора VT2' равно напряжению на эмиттерном переходе транзистора VT3' Благодаря этому падение напряжения на участке эмиттер-коллектор транзистора VT2' не превышает 1,3 ... 1,4 В. Напряжение же между эмиттером и коллектором транзистора VT1' зависит от каскада усиления напряжения, но и оно, как правило, не превышает 3 В. Все это позволяет использовать в «токовом зеркале» транзисторы с малым допустимым напряжением коллектор-эмиттер, в частности, транзисторную сборку КТС3103А.

Следует заметить, что для реализации большого усиления, которое способен обеспечить дифференциальный каскад с такой нагрузкой, входное сопротивление следующего за ним каскада должно быть достаточно высоким.

Во входном каскаде по схеме на рис. 4 можно использовать транзисторы КТ312В. КТ315В. КТ315Г и КТ3102Б и транзисторные матрицы серии К198 (К198НТ1—К198НТ4). Стабилитрон VD1 можно заменить на КС139А, VD3 — на КС175А или КС168А (в последнем случае сопротивление резистора R7 необходимо уменьшить соответственно до 3,3 или 3 кОм, а резистора R3 — увеличить до 3,9 кОм). Стабистор VD2 можно заменить одним-двумя последовательно включенными кремниевыми диодами, транзистор VT3 (рис. 5, б) — транзистором КТ3107Б, КТ3108А, КТ3108В, КТ313А, КТ313Б.

Экспериментальные исследования типового усилителя (рис. 1) показали, что входной каскад и усилитель напряжения вносят примерно равный вклад в ннтермодуляционные искажения УМЗЧ. Авторами был испытан неинвертирующий УМЗЧ с коэффициентом интермодуляционных искажений 0,1 %. Введение в его входной каскад двухтранзисторного источника тока (рис. 4) позволило снизить эти искажения в 3 ... 4 раза.

Усилитель напряжения вносит основной вклад в коэффициент усиления УМЗЧ с разомкнутой ООС. Он должен обеспечивать максимальную амплитуду выходного напряжения при минимальных гармонических и интермодуляционных искажениях, а для согласования с входным каскадом, работающим на активную нагрузку, иметь достаточно высокое входное сопротивление. В типовых УМЗЧ функции усилителя напряжения выполняет обычно каскад на биполярном транзисторе, включенном по схеме ОЭ (рис. 1). Источник тока GI2 играет роль динамической нагрузки и способствует увеличению максимальной амплитуды выходного сигнала. Отметим основные недостатки такого усилителя напряжения.

Начнем с того, что выходные характеристики транзистора, включенного по схеме ОЭ, существенно нелинейны, поскольку его коллекторный ток определяется в этом случае не только током базы, но в значительной степени и напряжением коллектор-эмиттер, которое в усилителях напряжения изменяется на величину размаха выходного сигнала. Эффект же модуляции коллекторного тока напряжением коллектор-эмиттер приводит к значительным гармоническим искажениям (до 10 % и более [9]).

Известно также, что нелинейность входных характеристик транзистора в рассматриваемом включении приводит к сильной зависимости входного сопротивления каскада от подаваемого на его вход напряжения, а поскольку это напряжение является выходным для предыдущего каскада, характер нагрузки входного каскада становится нелинейным.

И, наконец, емкость коллекторного перехода транзистора, включенного по схеме ОЭ, также изменяется в такт с колебаниями напряжения на коллекторе, в результате чего частота среза усилителя, линейно зависящая от суммарной емкости коллекторного перехода и конденсатора С1 (см. рис. 1), становится зависимой от выходного напряжения этого каскада. Модуляция же частоты среза выходным напряжением приводит к появлению фазовых интермодуляциониых искажений [1—3].

Рис. 6Указанные недостатки отсутствуют в более сложном усилителе напряжения с использованием местной ООС, схема которого приведена на рис. 6 [10—13]. На транзисторе VT1 собран эмиттерный повторитель с высоким входным сопротивлением, согласующий усилитель напряжения с активной нагрузкой входного каскада. Транзисторы VT2, VT3 использованы в каскодном усилителе, проходная емкость которого, как известно, невелика. При таком включении выходные характеристики транзистора VT3 практически линейны и изменение напряжения коллектор-база слабо отражается на коллекторном токе каскада. Повышению линейности усилителя способствует и местная ООС (через резистор R3). Паразитная емкость между точками включения корректирующего конденсатора С1 очень мала, что снижает вероятность возникновения фазовых интермодуляционных искажений.

Вместо транзисторов КТ3107Г (VT1, VT2) в усилителе можно использовать любые другие кремниевые транзисторы с большим коэффициентом передачи тока h21э (например, КТ3107 с индексами Л—Ж. К. Л, КТ361 с индексами Б и Е), вместо КТ313А (VT3) - любой транзистор с малым значением h21Э и большим допустимым напряжением между коллектором и эмиттером. Стабилитрон VD1 можно заменить на КС 139 А.

Недостаток рассмотренного каскада — несколько меньшая (по сравнению с традиционным) амплитуда выходного сигнала из-за падения напряжения на двух транзисторах VT2, VT3 и резисторе R3 — несуществен, так как в большинстве случаев разница не превышает 5 ... 7 %.

Выходной каскад должен обеспечить в низкоомной нагрузке неискаженный сигнал требуемой мощности при высоком КПД. Рассмотрим традиционный каскад (рис. 1) на комплементарных парах транзисторов, включенных по схеме двухтактного эмиттерного повторигеля. В качестве выходных используют обычно мощные комплементарные низкочастотные транзисторы серий KT8I8, КТ819 и др. с граничной частотой 3 ... 4 МГц. При включении таких транзисторов по схеме на рис. 1 в их базах Накапливаются электрические заряды, что эквивалентно наличию внутренней емкости база-эмиттер, которая зависит от граничной частоты и у современных мощных транзисторов может достигать десятых—сотых долей микрофарады.

Рассмотрим это явление подробнее. Допустим, что на вход каскада поступает положительная полуволна сигнала и работает верхнее (по схеме) плечо двухтактного каскада (VT4, VT6). Транзистор VT4 включен по схеме ОК и имеет малое выходное сопротивление. Поэтому протекающий через него ток быстро заряжает входную емкость транзистора VT6 и открывает его. Теперь, чтобы полностью закрыть транзистор VT6, необходимо разрядить эту емкость, а разряжаться она, как нетрудно видеть, может в основном через резисторы R5, R6, причем относительно медленно. При использовании транзистора с граничной частотой 3МГц и резисторов R5, R6 сопротивлением 100 Ом скорость убывания коллекторного тока транзистора VT6 составит примерно 0,15 А/мкс [13]. После смены полярности выходного напряжения включается нижнее (по схеме) плечо выходного каскада. Но поскольку ёмкость база-эмиттер транзистора VT6 к этому времени не успевает разрядиться, он не закрывается и через транзистор VT7, помимо своего, протекает коллекторный ток транзистора VT6. В результате из-за возникновения сквозного тока не только повышается рассеиваемая транзисторами на высоких частотах мощность и падает КПД усилителя, но и растут искажения сигнала. При чрезмерно высокой скорости нарастания выходного напряжения и воздействии на усилитель сигнала высокочастотной помехи возможен даже выход мощных транзисторов из строя [14].

Рис. 7Простейший способ устранения описанного недостатка — уменьшение сопротивления резисторов R5, R6, однако при этом возрастает мощность, рассеиваемая на транзисторах VT4, VT5. Другой путь — видоизменить схему выходного каскада (рис. 7). Здесь рассасывание избыточного заряда форсировано путем подключения резистора R3 к эмиттеру транзистора VT2, который находится под более отрицательным потенциалом, чем точка, с которой снимается выходное напряжение.

Из-за высокого выходного сопротивления предоконечного каскада избыточный заряд может накапливаться и на базах транзисторов VT1, VT2.

Чтобы этого не произошло, их базы соединены с общим проводом через резисторы Rl, R2. Экспериментальная проверка показала, что описанные меры достаточно эффективны: по сравнению с типовым скорость убывания коллекторного тока в каскаде по схеме на рис. 7 оказывается вчетверо большей (0,6 А/мкс), а вызванные рассмотренным эффектом искажения на частоте 20 кГц — примерно втрое меньшими.

Известно, что наименьшие искажения обеспечивают усилители, работающие а режиме А. Однако в подавляющем большинстве современных усилителей мощности ЗЧ (УМЗЧ) используется режим АВ. Объясняется это низким КПД первых из названных усилителей, что создает определенные трудности, связанные с отводом значительного количества тепла от выходных транзисторов, а также с проблемой обеспечения стабильности тока покой. Так, если а оконечном каскаде, работающем в режиме АВ, изменение этого тока в полтора-два раза вполне допустимо (хотя и нежелательно), то такое же изменение тока покой усилители, работающего в режиме А, может привести к самым серьезным последствиям. Современные мощные комплементарные транзисторы с рассеиваемой на коллекторе мощностью 100 и более ватт смягчают этот недостаток режима А, однако используют его все же преимущественно в УМЗЧ со сравнительно небольшой выходной мощностью. Схема одного из таких УМЗЧ показана на рис. 8. [16].

Основные технические характеристики усилителя
Номинальное входное напряжение, В   1
Номинальная выходная мощность, Вт   12,5
Сопротивлепие нагрузки. Ом   8
Номинальный диапазон частот (по уровню — 3дБ),Гц   5—225000
Коэффициент гармоник, %, в диапазоне частот 5 ... 20000 Гц при выходной мощности до 10 Bт   0,02
Скорость нарастания выходном напряжения, В/мкс   10
Относительный уровень фона, дБ   -85
Относительный уровень шума, дБ   -103

Особенность данного УМЗЧ — использование в каждом его плече как транзистора (VT1 И VT2), так и интегрального ОУ (DA1 и DA2). Оба плеча усилителя охвачены ООС. Для снижения искажений коэффициенты усиления обоих плеч должны быть одинаковы, что выполняется при соблюдении равенства: R2/R1=R3/R4.

Ток покоя стабилизируется следящим устройством, состоящим из дифференциального усилителя DA4 и инвертирующего повторителя напряжения DA3. Работает оно так. Любое колебание тока, протекающего через выходные транзисторы, изменяет падение напряжения на резисторах R22, R23, которое усиливается ОУ DA4 И подается на вход ОУ DA2, а через инвертор DA3 — на вход ОУ DA1. Цепи R19C3 и R20C11 образуют фильтры нижних частот, пропускающие на выход ОУ DA4 лишь самые низкочастотные колебания тока покоя. Начальное значение этого тока устанавливают резистором R26. Корректирующие цепи R14C9 и R15C10 предохраняют усилитель от самовозбуждения. Все ОУ питаются стабилизированным напряжением ± 18 В (цепи питании на схеме не показаны).При повторении усилителя транзисторы МJ1001 и MJ901 можно заменить на КТ827 с индексами А, Б и КТ825 с индексами Г, Д соответственно, микросхемы LM301 — на ОУ К153УД2 (в металлическом корпусе) или К553УД2 (в пластмассовом). Возможно также применение ОУ К157УД2 и К153УД6 (модификация ОУ К153УД2) и других ОУ с соответствующими цепями коррекции и напряжениями питания (если они ниже ±18 В, то, естественно, снизится выходная мощность усилителя).

Рис. 9

В последнее время удалось существенно повысить КПД УМЗЧ, работающих в режиме А, и приблизить его к значению, характерному для усилителей, работающих в режиме АВ. Это стало возможным благодаря использованию режима работы выходного каскада с плавающей рабочей точкой (ее положение на рабочей характеристике изменяется в зависимости от уровня входного сигнала). На рис. 9 приведена принципиальная схема выходного каскада УМЗЧ [11], работающего в таком режиме. При увеличении напряжения не входе усилителя растет ток, протекающий через нагрузку, а значит, и через резисторы R10 (положительная полуволна), R11 (отрицательная полуволна). При увеличении падения напряжения на этих резисторах возрастает ток через резисторы R7, R6 и, как следствие этого, уменьшаются токи баз транзисторов VT3, VT2 и увеличиваются напряжения между их коллекторами и эмиттерами. Последнее обстоятельство приводит к увеличению напряжения смещения и соответствующему сдвигу рабочей точки выходных транзисторов в область больших значений тока покоя.

Во всех каскадах усилителя, кроме оконечного (VT12 — VT15), можно использовать практически любые маломощные высокочастотные транзисторы. Для реализации каскадов на транзисторах VT4 — VT7 («токовые зеркала») особенно удобны транзисторные сборки К159НТ1В и КТС3103А. В оконечном каскаде могут работать комплементарные пары транзисторов КТ814 и КТ815, КТ816 и КТ817, КТ818 и КТ819 с любыми, но одинаковыми буквенными индексами.

Рис. 10
Рис. 11

Частотная коррекция УМЗЧ. Снижения динамических искажений можно достичь, только уделив серьезное внимание частотной Коррекции УМЗЧ, охваченного глубокой ООС. Чтобы лучше разобраться а вопросах, связанных с реализацией оптимальной частотной коррекции, рассмотрим АЧХ типового УМЗЧ с коэффициентом передачи при разомкнутой цепи ООС, равным 60 дБ, а при замкнутой 26 дБ (рис. 10). Чтобы обеспечить такую глубокую ООС во всем диапазоне звуковых частот, полоса пропускания усилителя с разомкнутой цепью ООС должна быть не уже 20 кГц (Первый перегиб АЧХ на частоте f1). Далее начинается спад усиления с крутизной 20 дБ на декаду. Полоса пропускания усилителя с замкнутой цепью ООС (частота f2) определяется точкой пересечения АЧХ УМЗЧ с замкнутой и разомкнутой цепью ООС и в нашем случае равна 1 МГц. Для предупреждения самовозбуждения усилителя частота второго перегиба АЧХ f3, которая определяется, как правило, граничной частотой транзисторов оконечного каскада, должна быть в области, где коэффициент усиления усилителя с разомкнутой ООС менее 26 дБ.

Реальный звуковой сигнал носит импульсный характер, поэтому хорошее представление о динамических свойствах усилителя можно получить по его реакции на скачок входного напряжения. Эта реакция зависит, как известно, от переходной характеристики усилителя, которая для УМЗЧ с рассмотренной выше формой АЧХ может быть описана с помощью коэффициента затухания ξ вычисляемого по формуле: ξ=1/2√f3/f2. Переходные характеристики УМЗЧ при различных значениях этого коэффициента приведены на рис. 11. По величине первого выброса выходного напряжения Uвых=f(t) можно судить об относительной устойчивости усилителя. Как видно из приведенных на рис. 11 характеристик, наиболее велик он при малых коэффициентах затухания. Такие усилители склонны к самовозбуждению и при прочих равных условиях имеют большие динамические искажения. С точки зрения минимизации искажений наиболее хорош усилитель с апериодической переходной характеристикой (ξ>1). Однако обеспечение такого коэффициента достигается слишком дорогой ценой. Дело в том, что в этом случае усилитель должен иметь АЧХ, частота второго перегиба f3 которой лежит далеко за пределами полосы пропускания всего УМЗЧ с замкнутой цепью ООС (f3≥4f2). Реализовать такой усилитель технически очень трудно, поэтому приходится идти на компромисс, задавшись более низким коэффициентом затухания. В литературе [9] в качестве оптимального рекомендуется коэффициент затухания ξ=0,8, при котором f3≥2,6f2, а первый выброс выходного напряжения не превышает 1,4 %.

Указанные выше соотношения справедливы лишь для линейной области АЧХ УМЗЧ при условии, что скорость нарастания выходного напряжений усилителя не ограничивает длительность переходного процесса, а частота f3 достаточно превышает f2. При невыполнении этих условий переходный процесс будет затягиваться и иметь более выраженный колебательный характер. Если АЧХ УМЗЧ с разомкнутой цепью ООС такова, что коэффициент усиления Кu на частоте f2 больше 26 дБ (штрих-пунктирная линия на рис. 10), то необходимо скорректировать ее до требуемого вида. В двухкаскйдных УМЗЧ коррекцию чаще всего производят во втором каскаде, приняв меры по обеспечению требуемой скорости нарастания при максимальном выходном сигнале. При этом следует иметь в виду, что максимальная скорость нарастания не связана прямой зависимостью с малосигнальной полосой пропускания усилителя.

Для налаживания усилителя на его вход подают прямоугольные импульсы и, наблюдай переходный процесс УМЗЧ на экране осциллографа, подбором корректирующего конденсатора (С1 на рис. 1 или рис. 5) добиваются еле заметного выброса выходного напряжения.

Таким образом, УМЗЧ с малыми динамическими искажениями должен обеспечивать переходный процесс с ξ не менее 0,8 (см. рис. 11) и иметь достаточную скорость нарастания выходного напряжения. Необходимо так-же выполнение требований по линеаризации всех его каскадов.

Рис. 12Некоторые вопросы конструирования УМЗЧ. При проектировании высококачественных УМЗЧ особое внимание следует уделить повышению его помехозащищенности. Во избежание наводок и проникания помех по цепям питания необходимо тщательно продумать монтаж, обращая внимание на взаимное расположение проводников, соединяющих УМЗЧ с источником сигнала и источником питания, экранировать чувствительные к наводкам участки монтажа, предусмотреть хорошую фильтрацию напряжения питания и т. д. Если выходной каскад работает в режиме АВ, то все составляющие тока гармоник, за исключением основной, циркулируют по проводам питания. Паразитная индуктивная связь между проводами питания и входными цепями усилителя в плохо спроектированных УМЗЧ приводит к тому, что во входных проводниках наводится паразитная ЭДС, частотный спектр которой состойт из гармоник усиливаемого сигнала. Например, в усилителе с выходной мощностью 50 Вт на нагрузке 8 Ом, работающем от корректирующего усилителя дли электромагнитной головки звукоснимателя с выходным напряжением 1 мВ, дополнительные искажения (по второй гармонике сигнала) составили примерно 0,33 % на каждый нГн паразитной индуктивности связи [15]. Для устранении этого нежелательного эффекта необходимо разнести провода питания и сигнальные цепи УМЗЧ. Еще лучше включить в питающие цепи дополнительные фильтрующие RC-цепи (например, R5C1 и R6C2 в усилителе по схеме на рис. 12), разместив их непосредственно на монтажной плате УМЗЧ.

Конечное сопротивление «земляных» шин приводит к тому, что импульсы тока по общему проводу с выхода УМЗЧ могут попасть на его вход. Для борьбы с такими помехами обычно рекомендуют увеличивать сечение шин общего провода и соединять все идущие к ним проводники в одной точке. Но наиболее действенным способом защиты является гальваническая развязка общего провода входного каскада от мощной шины питания. Это возможно в УМЗЧ с дифференциальным входным каскадом. С общим проводом источника сигнала (левым по схеме на рис. 12) связаны лишь выводы резисторов R1 и R2. Все остальные проводники, соединенные с общим проводом, подключены к мощной шине источника питания (правой по схеме). Однако в этом случае отключение по каким-либо причинам источника сигнале может привести к выходу УМЗЧ из строй, так как левая «земляная» шина оказывается ни к чему не подсоединенной и состояние выходного каскада становится непредсказуемым. Во избежание такой ситуации обе «земляные» шины соединяют резистором R4. Его сопротивление должно быть не очень малым, чтобы помехи от мощной шины питания не могли проникнуть на вход усилителя, и в то же время не слишком большим, чтобы не влиять на глубину ООС. На практике сопротивление защитного резистора выбирают в пределах от единиц до десятков Ом.

Рис. 13

Пути совершенствования УМЗЧ. В последние годы наметилась тенденция улучшения качественных показателей УМЗЧ путем построения полностью двухтактных (включая входные каскады) усилителей с мощными МОП-транзисторами (с изолированным затвором) в выходном каскаде. По сравнению с биполярными МОП-транзисторы выгодно отличаются лучшей линейностью проходных характеристик, высоким входным сопротивлением, хорошими частотными свойствами. У них отсутствует явление вторичного теплового пробоя, так как с увеличением температуры кристалла из-за большой рассеиваемой мощности сопротивление канала транзистора возрастает. Это позволяет в некоторых случаях обойтись без защиты УМЗЧ от тепловых перегрузок. В качестве примера на рис. 13 приведена схема полностью двухтактного усилители с комплементарными парами мощных МОП-транзисторов в выходном каскаде японской фирмы «Hitachi» [12].

Основные технические характеристики

Номинальная выходная мощность, Вт   120
Сопротивление нагрузки, Ом   8
Коэффициент усиления, дБ   26
Коэффициент гармоник, %, при номинальной выходной мощности на частоте:
1 000 Гц   0,002
10 000 Гц   0,0065
Глубина ООС, дБ   40
Максимальная скорость нарастания выходного напряжения (без входного фильтра), В/мкс   60

Двухтактный входной каскад (VT1, VT2; VT4, VT6) позволил обойтись простыми источниками тока на транзисторах VT3 и VT5. Усилитель напряжения построен по схеме, аналогичной приведенной на рис. 6. Для увеличения выходной мощности транзисторы оконечного каскада VT14, VT16 (2SKI34) и VT15, VT17 (2SJ49) соединены параллельно. Фильтр R1C2 защищает вход УМЗЧ от проникания высокочастотных помех. Для исключения разбалансировки усилители из-за входных токов к неинвертирующему и инвертирующему входам подключены резисторы R2 и R27 одинакового сопротивления.

В данном усилителе разделены общие провода входных и выходных каскадов (см. предыдущий раздел), на что указывает изображение резистора R23. Такое неявное указание на разделение общих шин часто встречается в схемах УМЗЧ, публикуемых в зарубежных изданиях.

Ограниченный объем журнальной статьи не позволил познакомить читателей с другими интересными схемотехническими решениями УМЗЧ, поэтому тем, кто интересуется данной тематикой, рекомендуем обратиться к указанной в прилагаемом списке литературы.

ЛИТЕРАТУРА

  1. Cherry Edward M. Amplitude and Phase of Intermodulation Distortion.— Journal of the Audio Engineering Society, 1983, v. 31. № 5, p. 298-303.
  2. Cordell Robert R. Another View on TIM. Part 1.— Audio. 1980, v. 64 №2, p. 38—49.
  3. Cordell Robert R. Phase Intermodulation Distortion Instrumentation and Measurements.— Journal of the Audio Engineering Society, 1983. v. 31. № 3, p. 114—123.
  4. Krauter M. Nf—Verstarker: Der Gesamt-eindruck zait,— Funkschau, 1983, №18, 59—61.
  5. Petrl—Larml M., Otala M., Lammasmieml J. Psychoacoustic Detection Threshold of Transient Intermodulation Distortion.— Journal of the Audio Engineering Society, 1980. v. 28, № 3, p. 98—104.
  6. Достал И. Операционные усилители. Пер. с англ.— М.: Мир, 1982.
  7. Scott Robert F. Power MOSFET Amplifiers.— Radio—Electronics. 1983. v. 54, № 7, p. 80—81.
  8. Leach Marshall W. An Amplifier Input Stage Design Criterion for the Suppression of Dynamic Distortions.— Journal of the Audio Engineering Society, 1981. v. 29, № 4. p. 249—251.
  9. Cherry Edward M. Transient Intermodulation Distortion.- Part I: Hard Nonlinearity.— IEEE Transactions on Acoustics, Speech, and Signal Processing, 1981. v. ASSP—29, № 2. p. 137—146.
  10. Cherry Edward M. Feedback. Sensitivity, and Stability of Audio Power Amplifiers.— Journal of the Audio Engineering Society, 1982, v. 30, № 5. p. 282—294.
  11. Kondo Hikaru. Nuevo conceplo en amplificadores de potencia para audio sistema "super A" de JVC.— Mundo eleutronico, 1980, № 102, p. 75—81.
  12. Borbely Erno. High Power High Quality Amplifier Using MOSFETs.—Wireless World. 1983, v. 89. № 1556. p. 69—75.
  13. Cordell Robert R. Another View of TIM. Part 2.— Audio. 1980, v. 64. № 3. p. 39—40.
  14. Титце У., Шенк К. Полупроводниковая схемотехника. Справочное руководство. Пер. с нем.— М.: Мир, 1982, с. 240.
  15. Pollock N. 12 W class A power amplifier.—Wireless World. 1980. Vol. 86. № 1529, to. 74.
  16. Jung Walter G., Marsh Richard. Selection Capacitors for Optimum Performance. Part I.—Audio, 1980. Vol. 64. № 2. p. 52-86.
  17. Cherry Edward M. A New Distortion Mechanism It Class B. Amplifiers.— journal of the Audio Engineering Society. 1981. Vol. 20, № 5. p. 327—328.
  18. Ефремов В. С. Двухтактные усилители со стабилизацией минимальных токов плеч.—Полупроводниковая электроника в технике связи.— М.: Радио и связь, 1983. вып. 93, с. 87—94.
  19. Sandman A, Low cross-over distortion class B amplifier.— Wireless World. 1971. Vol. 77. № 1429, p. 341.
  20. Horowitz Mannle. How to Design Analog Circuits. Audio Power Amplifiers.— Radio-Etectronics, 1983, Vol. 54. № 5, p. 73-76.
  21. Hood Llnaley J. L. 60—100 W MOSFET Audio Amplifier.— Wireless World, 1982, Vol. 88. № 1558, p. 83-86.

Радио №№ 5,6 1985г.

< Пред.   След. >
up Главная | Новости | Усилители мощности | Предусилители | Акустика | Источники сигнала | FAQ | Форум | Карта сайта up
 

Mambo is Free Software released under the GNU/GPL License.