Главная Контакт Ссылки
Сверхлинейный УМЗЧ с глубокой ООС Версия для печати
Написал С. Агеев   
вторник, 17 Февраль 2004

Можно ли на отечественных компонентах создать усилитель, который бы успешно конкурировал с любым фирменным? Автор публикуемой статьи на этот вопрос ответил утвердительно. Причем в УМЗЧ он использовал биполярные транзисторы и операционные усилители.

На отечественных компонентах этот сверхлинейный усилитель с глубокой и широкополосной обратной связью обеспечивает долговременную мощность до 150 Вт на нагрузке 4 Ом. Применением импортных компонентов можно увеличить мощность в нагрузке 8 Ом до 250 Вт. Он способен работать на комплексную нагрузку, имеет защиту от перегрузки по входу и выходу. Интермодуляционные искажения УМЗЧ настолько малы, что автор вынужден был измерять их на радиочастотах. Конструкция и печатная плата, разработанные автором, представляют образец для обучения "разводке" монтажа широкополосных устройств.

Некоторое время назад среди аудиофилов и радиолюбителей преобладало мнение, что по-настоящему высококачественный УМЗЧ обязательно должен быть выполнен на лампах. В качестве обоснования высказывалось много суждений. Однако, если отбросить совсем уж надуманные, то останутся всего два. Первое - искажения, вносимые ламповым усилителем, приятны на слух. Второе - нелинейности в ламповых усилителях более "гладкие" и дают значительно меньше продуктов интермодуляции.

Надо сказать, что и то, и другое подтверждается практикой. Более того, давно существует даже специальный прибор обработки звука - эксайтер, действие которого основано именно на внесении искажений четных порядков в высокочастотную часть спектра. В ряде случаев применение эксайтера позволяет улучшить проработку инструментов и голосов второго-третьего плана, придать дополнительную глубину звуковой сцене. Подобный эффект в усилителе может быть приятен, иногда даже полезен. Тем не менее внесение "хорошо звучащих" искажений все-таки относится скорее к прерогативе звукорежиссера, нежели самого УМЗЧ. Что же касается достижения верности звуковоспроизведения, то с этой точки зрения необходимо добиваться устранения искажений, вносимых усилителями и громкоговорителями. Тема снижения искажений, вносимых громкоговорителями, была ранее затронута в статье [1]. Здесь же речь пойдет о "классических" УМЗЧ с малым выходным сопротивлением, поскольку они все же более универсальны, чем УМЗЧ с "токовым" выходом.

С первого взгляда может показаться, что при сегодняшнем уровне техники спроектировать усилитель "прозрачным" совсем несложно, и дебаты вокруг этой проблемы - лишь плод рекламной шумихи. Отчасти так оно и есть: если наладить массовый выпуск безупречного УМЗЧ, то спустя некоторое время отрасль промышленности, производящая эти усилители, на мой взгляд, попросту останется без сбыта.

Автору этих строк приходилось разрабатывать ламповые и транзисторные прецизионные усилители для измерительной техники, ремонтировать и настраивать различную аппаратуру - преимущественно зарубежного производства. Естественно, проводились измерения параметров и оценка конструкций. Причем не только по стандартным (для звуковой техники) методикам, но и по более информативным, в частности, путем анализа спектра выходного сигнала при многотональном входном сигнале.( При этом на вход усилителя подается сигнал, состоящий из суммы синусоид примерно равной амплитуды с частотами, пропорциональными некоторому набору взаимно простых, т. е. не имеющих общих множителей, чисел.)

Подобная методика широко применяется для контроля усилителей, используемых в технике дальней кабельной связи, поскольку требования к "незагрязнению" спектра проходящего через них сигнала очень жестки (в линии связи последовательно включены тысячи таких усилителей, и их искажения суммируются). В качестве примера: усилители для системы К-10800 имеют уровень интермодуляционных искажений ниже -110 дБ в полосе частот около 60 МГц.

Ясно, что получить такие характеристики непросто: квалификация разработчиков подобных усилителей должна быть весьма высокой. К сожалению, предприятия, производящие аудиотехнику, видимо, довольствуются менее квалифицированными разработчиками, за исключением разве что Руперта Нива - конструктора пультов звукозаписи Neve и Amek. Замечу, что последний пульт Нива (9098i), получивший восторженную оценку профессионалов звукозаписи, целиком полупроводниковый, а его усилители имеют очень большую глубину ООС. Примечательно, что в свое время Нив разработал много ламповых пультов, большинство из которых считались эталонными.

Имея, таким образом, пищу для сравнений и будучи человеком дотошным, автор пришел к выводу, что во многих случаях реальное качество работы большинства полупроводниковых, да и ламповых УМЗЧ оказывается значительно хуже, чем следует из результатов измерений по стандартным для аудиоаппаратуры методикам. Известно, что многие из них были приняты под давлением коммерческих обстоятельств и весьма далеки от жизненных реалий.

Хорошим примером может служить перечень требований к способу измерения шумов, представленный Р. Долби в его статье с описанием предложенной им методики CCIR/ARM2K. Вторым пунктом в этом перечне стоит "...коммерческая приемлемость: ни один изготовитель не пойдет на применение новой методики, если цифры, получаемые при измерении, будут хуже, чем при применении существующих...". Предложенная Р. Долби замена пикового измерителя на измеритель средневыпрямленного значения улучшила параметры примерно на 6 дБ, а уменьшение коэффициента передачи взвешивающего фильтра в два раза привело к общему "выигрышу" 12 дБ. Неудивительно, что такая методика была тепло встречена многими изготовителями.

Аналогичный "финт" частенько делается и при измерении нелинейных искажений: запись, сделанная в паспорте усилителя, - "0,005 % THD в диапазоне частот 20 Гц - 20 кГц" чаще всего означает лишь то, что гармоники сигнала с частотой 1 кГц, попадающие в упомянутую полосу частот, не должны превышать указанной величины, однако она ничего не говорит об искажениях на частоте, скажем, 15 кГц. Некоторые изготовители полагают, что подключать нагрузку к усилителю, проводя измерения искажений, совершенно необязательно, при этом в паспорте мелким шрифтом указывают: "...при выходном напряжении, соответствующем мощности ХХ Ватт на нагрузке 4 Ома...".

Совсем не редкость также, когда усилитель, имеющий по спецификации "менее 0,01 % THD" на частоте 1 кГц, работая на реальную нагрузку (с кабелями и акустической системой), показывает интермодуляционные искажения по весьма щадящему стандарту SMPTE (На вход усилителя подаются два синусоидальных сигнала с частотами 60 Гц и 7 кГц, отношение их амплитуд 4:1, а результатом измерения считается относительная величина модуляции амплитуды высокочастотного сигнала - низкочастотным.) на уровне 0,4...1 %, а иногда и больше. Иными словами, интермодуляционные искажения уже на умеренно высоких частотах при работе на реальную нагрузку оказываются намного выше пресловутого коэффициента гармоник. Подобное явление характерно и для многих ламповых УМЗЧ, охваченных обратной связью по напряжению.

При анализе спектра многотонального сигнала, усиливаемого подобным усилителем, обнаруживается немало комбинационных составляющих. Их количество и общая мощность с увеличением числа составляющих входного сигнала возрастают практически по факториальному закону, т. е. очень быстро. При воспроизведении музыки на слух это воспринимается как "грязное", "непрозрачное" звучание, обычно называемое "транзисторным". Кроме того, зависимость уровня искажений от уровня сигнала далеко не всегда оказывается монотонной. Бывает, что при уменьшении уровня полезного сигнала мощность продуктов искажений не уменьшается.

рис. 1
Рис. 1

Ясно, что в таких устройствах паспортный набор характеристик усилителя (коэффициент гармоник, полоса частот) ни о чем, кроме изворотливости изготовителя, не свидетельствует. В результате обычный потребитель зачастую оказывается в состоянии покупателя "кота в мешке", поскольку нормально послушать (со сравнением по контрасту) перед покупкой как-то не удается. Конечно, не все так мрачно - в отношении цвета корпуса, габаритов и веса практически все дорожащие своей маркой фирмы ведут себя безупречно.

Это никоим образом не означает, что на рынке вообще нет достойных внимания УМЗЧ - их мало, но они есть. Из всех промышленных усилителей, с которыми автору довелось поработать, наиболее "точным" показался старый "Yamaha M-2" (сейчас в Японии ничего подобного не делают). Цена его, правда, немалая, да и на нагрузку 4 Ома он не рассчитан, кроме того, выходные транзисторы в нем работают с нарушением требований ТУ. Из любительских - очень хорошее впечатление оставил усилитель А. Витушкина и В. Телеснина [2]. Он работает явно лучше ("прозрачнее"), чем УМЗЧ ВВ [3]. Еще один хороший усилитель - М. Александера из PMI [4].

Тем не менее все эти усилители далеко не полностью реализуют возможности элементной базы в отношении реального уровня искажений, быстродействия и воспроизводимости. По этим причинам, а также из соображений инженерного престижа автор настоящей статьи предпочел разработать собственную версию УМЗЧ, которая бы отражала реальные возможности элементной базы (в том числе имеющейся в России и СНГ) и была бы несложна в повторении. Параллельно разработан и "коммерческий" вариант с использованием импортной элементной базы - с еще большими возможностями и большей выходной мощностью.

Главной целью разработки стало не столько достижение высоких "паспортных" характеристик, сколько обеспечение максимально возможного качества в реальных условиях эксплуатации. Исключительные значения параметров при этом получились автоматически, как результат оптимизации схемы и конструкции.

Основной особенностью предлагаемого УМЗЧ является широкополосность, достигнутая рядом схемотехнических и конструктивных мер. Это позволило получить частоту единичного усиления по петле ООС около 6...7 МГц, что на порядок больше, чем в большинстве других конструкций УМЗЧ. Как следствие, достижимая глубина ООС во всей звуковой полосе частот оказывается более 85 дБ (на частоте 25 кГц), на частоте 100 кГц глубина ООС составляет 58 дБ и на частоте 500 кГц - 30 дБ. Полоса полной мощности превышает 600кГц (при искажениях ок. оло 1%). Ниже приведены основные характеристики УМЗЧ (при измерении искажений и скорости нарастания входной фильтр и устройство мягкого ограничения отключены).

Выходная мощность (долговременная) на нагрузке 4 Ом с фазовым углом до 50 град., Вт, не менее 160
Номинальное входное напряжение, В 1,5
Выходная мощность, до которой сохраняется работа выходного каскада в режиме класса А, Вт, не менее 5
Скорость нарастания выходного напряжения, В/мкс, не менее 160
Уровень интермодуляционных искажений
        (250 Гц и 8 кГц, 4:1), %, не более
        (19 и 20 кГц, 1:1), %, не более
        (500 и 501 кГц, 1:1, на 1 и 2 кГц), %, не более

0,002
0,002
0,01
Отношение сигнал/шум, дБ,
        взвешенное по МЭК-А
        невзвешенное в полосе от 1 до 22 кГц

-116
-110
Энергоемкость источника питания, Дж, на канал 90

Усилитель (рис. 1) состоит из следующих узлов: входного ФНЧ второго порядка с частотой среза 48 кГц, "мягкого" ограничителя уровня сигнала, собственно усилителя мощности, выходной LRC-цепи, а также каскадов автоматической балансировки по постоянному току и компенсации сопротивления проводов (схема четырехпроводного подключения нагрузки). Кроме того, предусмотрен вспомогательный усилитель сигнала в суммирующей точке УМЗЧ. Появление заметного напряжения на инвертирующем входе усилителя, охваченного параллельной ООС, свидетельствует о нарушении слежения в петле обратной связи и, соответственно, об искажениях, какими бы причинами они ни были бы вызваны. Этот дополнительный усилитель усиливает сигнал искажений до уровня, необходимого для работы индикатора искажений.

рис. 2
Рис. 2

В сигнальном тракте усилителя используются ОУ КР140УД1101, редко применяемые в аудиоаппаратуре, но обладающие, несмотря на давность разработки (Боб Добкин разработал его прототип LM118/218/318 еще в начале 70-х годов), уникальной комбинацией характеристик. Так, перегрузочная способность для дифференциального входного сигнала у К(Р)140УД11(01) в 40 раз лучше, чем у традиционных "звуковых" ОУ. Одновременно с этим у него отличные скорость нарастания и произведение усиления на полосу (50x106 Гц на частоте 100 кГц). К тому же этот ОУ очень быстро выходит из перегрузок, а его выходной каскад работает с большим током покоя и имеет высокую линейность еще до охвата обратной связью. Единственный его недостаток - спектральная плотность ЭДС шума у этого ОУ примерно вчетверо выше средней для малошумящих приборов. В УМЗЧ, однако, это не имеет большого значения, поскольку отношение максимального сигнала к шуму получается не хуже 110 дБ, что вполне достаточно при данной мощности. В сигнальном тракте ОУ используются в инвертирующем включении с целью устранения искажений, вызываемых наличием синфазного напряжения на входах.

Собственно усилитель мощности построен по усовершенствованной "классической" структуре [3, 5] - на входе для обеспечения высокой точности включен ОУ, затем следуют симметричный усилитель напряжения на основе "сломанного каскода" и выходной каскад на основе трехкаскадного эмиттерного повторителя. За счет, казалось бы, мелких усовершенствований и конструктивных мер (рис. 2) реальное качество звучания и воспроизводимость параметров этого усилителя радикально улучшены по сравнению с [3, 5, 6].

В выходном каскаде, рассчитанном на нагрузку 4 Ом, использовано не менее восьми транзисторов в плече. Несмотря на кажущуюся избыточность и громоздкость, такое решение совершенно необходимо при работе на реальную комплексную нагрузку по двум причинам. Первая, и наиболее важная, состоит в том, что при работе на комплексную нагрузку резко увеличивается мгновенная мощность, выделяемая на выходных транзисторах.

рис. 3
Рис. 3

На рис. 3 приведены графики зависимостей величины мгновенной мощности, рассеиваемой на выходных транзисторах, от мгновенного значения выходного напряжения для разных нагрузок (кривые 1-3) при напряжении питания +40 В. Кривая 1 соответствует работе УМ на чисто активную нагрузку с сопротивлением 0,8 от номинального (т. е. 3,2 Ом), кривая 2 - на комплексную нагрузку с модулем импеданса 0,8 от номинального и фазовым углом 45 град. (требование ОСТ.4.ГО.203.001-75), а кривая 3 - при фазовом угле 60 град. Из графиков видно, что при работе на комплексную нагрузку пиковая мощность, рассеиваемая выходными транзисторами, оказывается в 2,5 - 3 раза больше, чем при аналогичной по модулю резистивной нагрузке.

Это само по себе - проблема, но наибольшие неприятности вызывает тот факт, что максимум рассеиваемой на транзисторах мощности при работе на комплексную нагрузку приходится на моменты, когда выходное напряжение близко к нулю, т. е. когда к транзисторам приложено большое напряжение источника питания. Модуль импеданса некоторых громкоговорителей может снижаться с 4 до 1,6 Ом (в некоторой полосе частот), а фазовый угол - возрастать до 60 град. [7]. Это удваивает рассеиваемую мощность по сравнению с кривой 3.

Для биполярных транзисторов очень важно, при каком напряжении на них рассеивается мощность: при повышении напряжения допустимая мощность рассеяния существенно снижается изза появления "горячих пятен", вызываемых локальной термической неустойчивостью, приводящих к деградации параметров и вторичному пробою. Поэтому для каждого типа транзисторов существует область безопасных режимов (ОБР), внутри которой и допускается их эксплуатация. Так, для КТ818Г1/819Г1 (они обладают наилучшей ОБР среди отечественных мощных комплементарных транзисторов) максимальная мощность рассеяния при напряжении 40 В и температуре корпуса 60...70°С составляет не 60, а 40 Вт, при напряжении 60 В допустимая мощность рассеяния падает до 32 Вт, а при напряжении 80 В - до 26 Вт.

Для наглядности на рис. 3 приведена кривая 4, показывающая возможности этих транзисторов по рассеянию мощности в зависимости от выходного напряжения усилителя. Видно, что даже при работе на чисто активную нагрузку необходимо включить в параллель не менее двух приборов в плечо. У мощных полевых транзисторов (MOSFET, МОППТ) ОБР больше, однако степень их комплементарности значительно хуже, чем у биполярных. Это приводит к тому, что искажения МОП-ПТ выходного каскада на малых уровнях сигнала (из-за разброса порогового напряжения, а также большего выходного сопротивления) и высоких частотах (из-за сильной асимметрии емкостей и крутизны) оказываются в несколько раз больше, чем у правильно спроектированного каскада на биполярных транзисторах. Тем не менее УМЗЧ с выходным каскадом, выполненным на MOSFET, в производстве за рубежом оказывается более дешевым, чем на биполярных. Причина - цены на мощные биполярные и полевые транзисторы за рубежом примерно одинаковы, а полевых требуется меньше. ОБР лучших импортных биполярных транзисторов существенно больше, чем у отечественных, однако при работе на нагрузку 4 Ом их тоже нужно включать в параллель.

Рассчитывать на кратковременность выделения мощности нельзя, поскольку время образования пятен тока измеряется десятками микросекунд, что много меньше полупериода низкой частоты. Следовательно, количество выходных транзисторов нужно выбирать, исходя из обеспечения работы каждого из них в границах ОБР для постоянного тока. Это приводит к необходимости увеличения числа выходных транзисторов, что дорого и трудоемко. Именно поэтому в большинстве коммерческих усилителей транзисторов существенно меньше, чем требуется. Однако параметры транзисторов, эксплуатируемых с нарушением ОБР, постепенно деградируют, что приводит к ухудшению звучания.

Вторая причина необходимости большого числа выходных транзисторов связана с тем, что их характеристики, в первую очередь быстродействие, с ростом тока начинают ухудшаться задолго до достижения предельно допустимых токов. Так, у широко распространенного японского транзистора 2SA1302, формально рассчитанного на 15 А, резкий спад граничной частоты начинается с 3 А, а у комплементарного ему 2SC3281 - с 2,5 А. Есть и другие причины, приводящие к целесообразности параллельного включения нескольких мощных транзисторов. Увеличение суммарной емкости база-эмиттер приводит к прямому прохождению сигнала с предыдущего каскада (при определенном запасе по мощности) и полоса пропускания выходного повторителя фактически превышает граничную частоту выходных транзисторов. Именно поэтому в данном усилителе оказалось возможным применять относительно "медленные" выходные транзисторы без ущерба для достигаемых характеристик.

В усилителе использована элементная база отечественного производства. В сигнальном тракте каждого канала применены ОУ К(Р)140УД1101 (3 шт.), во вспомогательных цепях - К(Р)140УД14(08) и КР140УД23 (по 1 шт.). В предварительных каскадах использованы комплементарные транзисторы серий КТ3102 и КТ3107 (по 2 шт.), КТ632 и КТ638 (по 4 шт.), КТ502 и КТ503 (2 и 1 шт.), КТ9115 и КТ969 (по 3 шт.). В ступенях выходного каскада усилителя установлены КТ961А и КТ639Е (4 и 5 шт.), а также КТ818Г1 и КТ819Г1 (по восемь транзисторов в плече). В усилителе также использованы диоды серий КД521 или КД522, КД243Б и КД213Б.

На рис. 4 приведена принципиальная схема УМЗЧ. Входной ФНЧ выполнен на ОУ (DA1) в инвертирующем включении. Сигнал с выхода ФНЧ проходит через "мягкий ограничитель" ("soft clipper"), реализованный на транзисторах VT1- VT4 и диодах VD3-VD14, а затем поступает на входной каскад собственно усилителя мощности, выполненный на ОУ DA3. За ним следуют симметричный каскодный транзисторный усилитель напряжения на VT5-VT8, VT13-VT15 и усилитель тока (выходной повторитель) на транзисторах VT16-VT45. ОУ DA2 выполняет функцию усилителя сигнала в суммирующей точке УМЗЧ для работы индикатора искажений.

рис. 4
Рис. 4 крупнее (348kB)

Усилитель напряжения, следующий за ОУ DA3, имеет высокую линейность за счет симметричности структуры и весьма глубокой (более 40 дБ) местной ООС. Цепи этой ООС совместно с R71C46 и DA3 использованы также для формирования требуемой АЧХ петлевого усиления УМЗЧ в целом.

В таком каскаде есть одна тонкость: для минимизации потерь усиления падение напряжения на резисторах в эмиттерных цепях последних транзисторов каскода (на рис. 4 это - R59, R63) должно быть не менее 2,5 В, или же эти резисторы следует заменить на источники тока. В противном случае ухудшается линейность усилителя напряжения. Заметим, что в УМЗЧ, описанных в [5] и особенно в [3], это условие не выполняется. С целью дальнейшего повышения линейности (особенно на высоких частотах) напряжение питания усилителя выбрано на 10...12 В большим, чем напряжение питания выходного каскада. Диоды VD17-VD19 предназначены для ускорения переходных процессов при выходе усилителя из перегрузки, а также для защиты от деградации эмиттерных переходов транзисторов VT5-VT8.

Цепи R64C41, R66C42 исключают паразитное самовозбуждение VT13 и VT14, а диоды VD26, VD27 предотвращают насыщение транзисторов выходного каскада (эти диоды должны выдерживать обратное напряжение не менее 100 В при токе 10 мкА; большинство экземпляров КД521А или 1N4148 этому условию удовлетворяют). Необычная схема параллельного включения транзисторов в первых двух каскадах повторителя обеспечивает эффективное выравнивание токов через транзисторы, избавляя от необходимости их подбора. Конденсаторы С45, С47-С49 предотвращают появление динамической асимметрии выходного каскада.

Стабилитрон VD25 задерживает включение транзисторов VT13 и VT14 во время зарядки накопительных конденсаторов источника питания, чтобы к моменту их включения напряжение питания ОУ достигло +5...7 В и они вошли в нормальный режим. Эта мера предотвращает скачки выходного напряжения при включении питания. С этой же целью диапазон автоподстройки нуля на выходе УМЗЧ ограничен величиной +0,7 В.

Может показаться необычным последовательное соединение резисторов в цепях ООС (R23, R24, цепи R27C17 и R28C18, а также R45, R46). Это сделано с целью снижения нелинейности цепей ООС (величины сопротивления резисторов и емкости конденсаторов, хотя и в весьма малой мере, зависят от приложенного к ним напряжения). По той же причине резисторы R23, R24, а также R122 и R123 выбраны с большим запасом по мощности рассеяния.

Среди других заслуживающих внимания особенностей следует отметить устройство начального смещения на базы трехкаскадного повторителя, построенное на VT15 (он смонтирован на радиаторе выходных транзисторов) и резисторах R60-R62 и R65. Температурный коэффициент напряжения смещения выбран несколько больше обычного для учета разницы в температуре радиатора и кристаллов мощных транзисторов.

Не совсем обычно использование конденсатора C40. Отсутствие этой детали в большинстве конструкций приводит к динамическому изменению напряжения смещения и росту нелинейности усилителей на сигналах со скоростью нарастания или спада более 0,2...0,5 В/мкс. А это весьма существенно сказывается на величине интермодуляционных искажений в области высших частот. Кстати, использование в качестве VT15 "медленного" транзистора (типа КТ502 или КТ209) предотвращает еще один часто возникающий, но редко замечаемый дефект - самовозбуждение транзистора на частотах порядка 50...200 МГц из-за индуктивности проводов. Наличие такого самовозбуждения проявляет себя повышенным уровнем шума и интермодуляционных искажений на звуковых частотах.

рис. 5
Рис. 5

Устройство "мягкого ограничения" на транзисторах VT1-VT4 и диодах VD3- VD14 отличается тем, что его порог зависит от напряжения питания выходного каскада, тем самым достигается максимальное использование выходной мощности усилителя.

Для обеспечения надежной работы УМЗЧ устройство защиты учитывает не только ток, протекающий через мощные транзисторы, но и напряжение на них. Триггерный вариант использован потому, что ограничители тока обычного типа ("прикрывающие" выходные транзисторы в аварийных ситуациях) не гарантируют сохранности усилителя, а, кроме того, ухудшают работу выходного каскада на высоких частотах. Немаловажен и диагностический эффект: срабатывание защиты говорит о том, что в системе что-то не в порядке.

Индикатор срабатывания защиты "Перегрузка" и кнопка SB1 сброса защиты размещены вне платы усилителя и подключены к ней через разъем ХР1 (XS1 - на рис. 5).

Ток покоя каждого из транзисторов VT28-VT35, VT36-VT43 выходного каскада выбран в пределах 80...100 мА, поскольку при меньшей величине недопустимо ухудшаются частотные свойства мощных транзисторов.

Как видно из схемы, выпрямительные диоды и накопительные конденсаторы источника питания отнесены к усилителю и расположены на печатной плате - см. рис. 2 в первой части статьи. Это позволило резко (в десятки раз) снизить величину паразитной индуктивности цепей питания, что необходимо для обеспечения малого излучения помех выходным каскадом, а также повышения быстродействия усилителя.

рис. 6
Рис. 6

Суммарная емкость накопительных конденсаторов в блоке питания усилителя составляет 56 400 мкФ на каждое плечо и может показаться слишком большой по сравнению с обычно встречающимися значениями (10...20 000 мкФ). Тем не менее это - не роскошь: для обеспечения пульсаций напряжения в пределах 1,5...2 В при токе до 9 А нужна емкость не менее 45...60 000 мкФ (энергоемкость - 75...100 Дж на канал). Недостаточная емкость конденсаторов в блоках питания большинства коммерческих усилителей объясняется исключительно экономическими причинами.

Влияние выходных цепей - кабелей и прочего - на передачу сигнала от усилителя к громкоговорителю практически полностью устранено. С этой целью использовано четырехпроводное подключение нагрузки, заимствованное из измерительной техники (обычное включение обеспечивается установкой перемычек между контактами S2 и S3 соответствующих линий АС и ОС). Кроме того, на выходе усилителя установлена RLC-цепь, оптимизированная с помощью компьютера и эффективно изолирующая на частотах выше 100...200 кГц выходной каскад усилителя от любых паразитных воздействий. Это одна из мер, позволивших практически реализовать столь большую широкополосность ООС (6...7 МГц).

Вопреки распространенному представлению, следует заметить, что между глубиной ООС и склонностью усилителя к появлению динамических искажений прямой связи в действительности нет. Более того, расширение полосы пропускания в петле ООС и увеличение ее глубины за пределами диапазона звуковых частот на самом деле облегчает выполнение условий отсутствия динамических искажений и перегрузки входных каскадов. Их перегрузка большим разностным сигналом приводит к срыву слежения в петле обратной связи и "выключению" ООС. Для предотвращения этого явления необходимо уменьшать величину разностного сигнала. Лучшим средством следует признать увеличение глубины ООС на высоких частотах.

Теперь о применении ООС для повышения линейности. Анализ схемотехники многих усилителей приводит к выводу, что большинство разработчиков, по всей видимости, не отдают себе отчета в том, что способность ООС исправлять искажения зависит не только от ее глубины, но и от места возникновения этих искажений.

Рассмотрим простейшую модель трехкаскадного усилителя с ООС (рис. 6), где сверху изображена его структурная схема с источниками ЭДС шумов (en) и искажений (ed) в каждом каскаде. Ниже приведена эквивалентная ей схема, где все источники шумов и искажений пересчитаны на вход (т. е. в суммирующую точку усилителя). При этом становится очевидным, что абсолютный уровень приведенных ко входу продуктов искажений при введении ООС в первом приближении остается неизменным, а степень ослабления искажений и шумов прямо пропорциональна усилению от суммирующей точки до места возникновения этих искажений и шумов. Снижение же относительного уровня искажений при введении ООС происходит за счет того, что общее ("внешнее") усиление системы снижается, и относительная доля шумов и искажений падает. Если искажения, вносимые выходным каскадом, имеющим единичное усиление, действительно ослабляются во столько раз, какова глубина ООС на частоте соответствующего продукта искажений, то искажения первого каскада, приведенные к его входу, не ослабляются совсем. Именно это обстоятельство вынуждает до предела повышать исходную линейность всех каскадов усилителя, охватываемого ООС, особенно входных. В противном случае может получиться, что после введения ООС произойдет резкое расширение спектра интермодуляционных искажений. Механизм этого явления прост: спектр разностного сигнала, поступающего на вход собственно усилительных каскадов, всегда оказывается расширенным за счет продуктов искажений. При этом, если глубина ООС с ростом частоты убывает быстрее, чем спадают уровни продуктов искажений (это характерно для большинства усилителей), то доля высокочастотных продуктов искажений в разностном напряжении на входе при замкнутой ООС превосходит долю полезного сигнала. Поскольку с ростом частоты линейность усилительных каскадов обычно снижается, возникает масса продуктов интермодуляции, часть из которых попадает и в область звуковых частот. Именно для того, чтобы это явление не возникало, и необходим достаточный запас по линейности входных каскадов, особенно в отношении асимметричных нелинейностей.

Диапазон линейности (по входному дифференциальному напряжению) у примененного в усилителе ОУ КР140УД1101 составляет +0,8 В, что больше, чем у практически всех ОУ со входом на полевых транзисторах. Линейность входного дифференциального каскада у КР140УД1101 благодаря глубокой местной ООС (в виде относительно высокоомных резисторов в эмиттерных цепях) также значительно выше, а входная емкость в несколько раз меньше, чем у ОУ с полевыми транзисторами на входе. В то же время напряжение сигнала на входе ОУ DA3 (при работе усилителя без перегрузки) не превышает 1 мВ.

Размах сигналов на выходе DA3 при нормальной работе усилителя не превышает 0,5 В от пика до пика. По данным измерений при этих условиях ОУ КР140УД1101 еще до охвата ООС имеет на частотах до 50 кГц нелинейность менее 0,05 %. Следующий за ОУ усилитель напряжения на транзисторах VT5 - VT14 также обладает очень высокой линейностью - его интермодуляционные искажения на средних частотах при полном размахе сигнала составляют примерно 0,02...0,03 %.

Как следствие, общая ООС в данном усилителе, в отличие от большинства других, оказывается в состоянии эффективно подавлять гармонические и интермодуляционные искажения, вносимые выходным каскадом и не вносит сколько-нибудь заметных побочных эффектов. Остаются искажения, связанные с особенностями конструкции УМЗЧ, почти полностью определяющиеся монтажными наводками от токов выходного каскада на входные цепи усилителя. Опасность этих наводок состоит в том, что формы токов, проходящих по цепям питания половин выходного каскада, работающего в режиме класса AB, значительно искажены по сравнению с током в нагрузке. Как следствие, если наводки от этих токов попадают во входные цепи не в точной симметрии (чего на практике все равно добиться невозможно), то возникают заметные искажения, особенно на высоких частотах, где паразитные связи усиливаются.

Для борьбы с этим явлением при разработке печатной платы данного усилителя был принят ряд мер, причем некоторые из них не имеют прецедента в звукотехнике и характерны для разработки прецизионной измерительной аппаратуры. Например, с целью предельной минимизации паразитной индуктивности сильноточных цепей в цепях питания вместо традиционных "банок" применены распределенные по плате конденсаторы меньшей емкости, а фольга одной из сторон выполняет роль общего провода (на схеме соединения с ним показаны утолщенными линиями). Цепи мощных транзисторов выходного каскада разведены предельно компактно, что вместе с распределенным по плате общим проводом более чем на порядок снизило излучение помех выходным каскадом по сравнению с традиционной конструкцией. Далее, во избежание проблем с наводками на соединительные провода, на одной плате смонтированы все цепи усилителя, включая даже диоды выпрямителя питания (VD38-VD41).

Все эти меры позволили создать усилитель, отличающийся не только очень высоким качеством, но и высокой воспроизводимостью характеристик. Эти достоинства сохраняются в широком диапазоне условий эксплуатации (температура окружающей среды, нагрузка, источники сигналов и т.д.). Описаний или промышленных образцов усилителей столь же высокого класса автору обнаружить не удалось.

О заменах полупроводниковых приборов. Вместо транзисторов КТ818Г1 подойдут КТ818Г в количественном соотношении 2:3 (т.е. 12 шт. вместо 8), а также КТ864А, 2Т818А, КТ818ГМ, 2SA1302, КП964А, 2SA1294, 2SA1215, 2SA1216; вместо КТ819Г1 - транзисторы КТ819Г (также в количественном соотношении 2:3) и КТ865А, 2Т819А, КТ819ГМ, 2SC3281, КП954А, 2SC3263, 2SC2921, 2SC2922. Применяя комплементарные импортные транзисторы 2SA1302 и 2SC3281, 2SA1294 и 2SC3263, а также КП964 и КП954 при напряжении питания ±40 В, их число можно сократить до четырех в плече с одновременным удвоением тока покоя каждого транзистора и уменьшением номинала резисторов в эмиттерных цепях до 0,5 Ом.

Применяя транзисторы 2SA1215 и 2SC2921 при том же напряжении питания (+40 В), их достаточно ставить по три на плечо, а транзисторы 2SA1216 и 2SC2922 на большом радиаторе можно ставить всего по два, естественно, с соответствующим уменьшением сопротивления упомянутых резисторов. Суммарная площадь ребер радиаторов для каждого канала должна составлять не менее 1500...2000 см 2.

Транзисторную пару КТ961, КТ639 можно заменить на BD139 и BD140, КП961А(Б) и КП965А(Б), 2SD669 и 2SB649, 2SA1837 и 2SC4793. Пару КТ969, КТ9115 вполне заменят КП959А(Б) и КП960А(Б) или BF871 и BF872.

Что касается транзисторов КТ632Б и КТ638А, то их заменять нет смысла. Тем не менее в позиции VT8 допустимо применить КТ9115, КП960, 2SA1538, 2SA1433, КТ9143, в позиции VT7 - 2N3906, в позициях VT10, VT45 - 2N5401. Транзистор КТ638А в позиции VT6 заменим на КТ969А, КП959, 2SC3953, 2SC3504, КТ9141, в позиции VT5 - на 2N3904, в позициях VT9, VT44 - на 2N5551, КТ604, КТ605, КТ602. Транзисторы КТ3102А можно заменить на любые из этой серии или на BC546 - BC550 (с любым индексом), а комплементарные им КТ3107А - на КТ3107 с любым другим индексом и на BC556 - BC560.

ОУ КР140УД1101 в УМЗЧ (DA3) допустимо заменять только на К(Р)140УД11 или LM118/218/318 (отечественный, правда, работает лучше), в остальных местах - на AD841 (что, однако, неоправданно дорого). ОУ КР140УД1408 можно заменить на К140УД14, LM108/208/308 или на AD705, OP-97. Во входном ФНЧ для снижения шума полезно использовать LF356 (КР140УД22), OP-176. Для ОУ КР140УД23 аналогом является LF357, возможно применение и OP-37 (КР140УД26).

Блок питания. Устройство защиты и индикации искажений

При высокой энергоемкости конденсаторов блока питания важен правильный выбор его трансформатора. Связано это с тем, что выпрямитель, работающий на батарею конденсаторов большой емкости, создает в обмотках трансформатора отнюдь не синусоидальный ток, который подразумевается в большинстве методик расчета трансформаторов. Пиковая величина (до 50 А) и скорость нарастания тока в этом случае оказываются существенно больше, чем при резистивной нагрузке. Это резко увеличивает излучение помех цепями питания. Кроме того, падение напряжения на обмотках оказывается большим, чем при работе трансформатора на равную по мощности активную нагрузку. Потери в обмотках определяются пиковым током, а выходная мощность выпрямителя - средним. Поэтому трансформатор для УМЗЧ должен быть очень мощным, с малым сопротивлением обмоток. Для уменьшения помех индукция магнитного поля в этом трансформаторе должна быть снижена по сравнению с обычными значениями [8]. Надо также учитывать, что потребляемая усилителем мощность при работе на комплексную нагрузку оказывается заметно выше, чем на активную (см. рис. 3).

Максимальная величина пульсаций на оксидных конденсаторах изготовителями нормируется и для конденсаторов большой емкости при комнатной температуре и частоте пульсаций 100 Гц редко допускается более 8...10 % от рабочего напряжения. Срок службы даже лучших конденсаторов при таких пульсациях и указанной на корпусе температуре (85 или 105 °С) обычно не превышает 2000 ч, увеличиваясь примерно в два с половиной раза при снижении температуры на каждые 10 °С [9]. Тем не менее концертные и бытовые усилители по экономическим соображениям проектируют с сильно заниженной емкостью конденсаторов (и завышенными пульсациями), поскольку считается, что концертный усилитель дольше гарантийного срока не проживет (его раньше сожгут или разобьют), а бытовой у большинства владельцев, как правило, используется не более чем на 10 % его мощности.(Немаловажная подробность: обычно полагают, что более высокотемпературные конденсаторы имеют и лучшие электрические характеристики. На самом деле это не так. Наоборот, эквивалентное последовательное сопротивление (ESR - англоязычная аббревиатура) конденсаторов, рассчитанных на температуру до 105 °С, при прочих равных условиях почти вдвое выше, а допустимые токи - ниже, чем у менее теплостойких (до 85 °С).

В описываемом усилителе относительная величина пульсаций на конденсаторах фильтра при полной нагрузке выбрана равной примерно 5 %, что и привело к суммарной емкости в плече в пределах 50...60 000 мкФ.

Предположим, что уменьшение выходного напряжения выпрямителя под полной нагрузкой не превышает 5...7 % (напряжение холостого хода - 42...43 В, при токе 9...10 А оно снижается до 39...40 В, что соответствует потере 10...15 % мощности). В этом случае нетрудно определить, что выходное сопротивление выпрямителя не должно превышать 0,2...0,25 Ом. При выбранной величине пульсаций это требует приведенного к выходу суммарного сопротивления первичной и вторичной обмоток не более 0,05...0,06 Ом на плечо. С этой точки зрения лучше применить два отдельных для каждого канала трансформатора, поскольку легче будет разместить обмотки.

рис. 7
Рис. 7 крупнее (228kB)

Общеизвестно, что для обеспечения надежной работы АС в конструкции УМЗЧ должны быть предусмотрены меры их защиты от подачи на них постоянного напряжения и сигналов инфразвуковой частоты. Кроме того, из-за большой суммарной емкости конденсаторов питания и низкого сопротивления обмоток трансформатора включение подобного БП в сеть без ограничения тока недопустимо - ток зарядки конденсаторов может вызвать срабатывание предохранителей, выход из строя диодов выпрямителей. Поэтому предлагаемый УМЗЧ снабжен автоматикой, обеспечивающей "мягкую" зарядку конденсаторов блока питания, перезапуск при кратковременном пропадании сетевого напряжения, а также отключение АС на время пуска усилителя и при появлении постоянного напряжения на выходе УМЗЧ.

Особенность схемотехники БП и автоматики состоит в том, что во времязадающих цепях оксидные конденсаторы не применяются. По мнению автора, они снижают надежность работы подобных устройств и стабильность их характеристик. Эксплуатационная надежность всего усилителя за счет соблюдения всех ограничений на режимы работы транзисторов, по оценке автора, существенно повышена, поэтому защита АС от постоянного напряжения при наличии разделительного конденсатора C1 на входе УМЗЧ (см. схему на рис. 4 во второй части статьи - "Радио",1999,#11) в любительской версии усилителя необязательна. Тем не менее при подготовке данной публикации эта функция была введена.

Как видно из принципиальной схемы (рис. 7), для питания УМЗЧ используются два трансформатора. Первый - мощный T1 - имеет независимые обмотки для питания выходных каскадов двухканального усилителя, второй - маломощный T2, от него питаются предварительные каскады с ОУ и блок автоматики. Это улучшило помехозащищенность и снизило стоимость блока, поскольку облегчается подбор стандартных трансформаторов.

Требования к трансформатору T1 для стереоусилителя таковы: ток холостого хода - не более 40 мА (это при сетевом напряжении 242 В), сопротивление первичной обмотки не должно быть более 1,2 Ом, суммарное сопротивление между концами обеих половин обмотки 2x30 В - не более 0,07...0,08 Ом. Напряжение холостого хода между средней точкой и каждым из концов обмотки при этом должно быть в пределах 29...31 В (при напряжении сети 220 В). Дополнительные обмотки для получения выпрямленных напряжений +52...54 В должны иметь напряжение холостого хода по 8...9 В и сопротивление не более 1 Ом каждая. Суммарная асимметрия напряжения обмоток не должна превышать 0,3 В.

При самостоятельном расчете трансформатора Т1 под имеющийся в наличии магнитопровод сечением не менее 10 см2 (не менее 6 см2 для раздельных трансформаторов) целесообразно воспользоваться рекомендациями в [8]. Заметим, что стержневые магнитопроводы (ПЛ) с тщательно пришлифованными стыками не уступают кольцевым (ОЛ) по ряду показателей при более технологичной намотке катушек.

Ток холостого хода трансформатора T2 не должен превышать 10 мА (при напряжении сети 242 В), а сопротивление его первичной обмотки - 150 Ом. Две вторичные обмотки, соединенные с VD20, VD26, должны иметь напряжение холостого хода между крайними выводами 34...38 В и сопротивление до 3...4 Ом, а третья обмотка - 25...29 В и сопротивление не более 2 Ом. Все три обмотки имеют отвод от средней точки, асимметрия напряжений на их половинах допускается не более 0,2 В.

Весьма желательно, чтобы трансформаторы имели экранирующие обмотки.

Например, мощный трансформатор Т1 можно выполнить на стержневом магнитопроводе ПЛМ 32x50x90 из высококачественной стали Э330А (при пиковой величине индукции 1,1 Тл).

Все мощные обмотки разделены так, что их секции, размещенные на двух одинаковых катушках, соединены последовательно, при этом ток любой из обмоток проходит через обе катушки - в этом случае наводки минимальны.

В каждой секции сетевая обмотка (крайние выводы 1-2) содержит по 285 витков провода Ø1,4 мм. Вторичные обмотки 4-5, 5-6 и 9-10, 10-11 также разделены пополам, при этом в каждой из восьми секций содержится по 40 витков провода Ø2...2,1 мм; обмотки 3-4, 6-7, 8-9, 11-12 не секционированы, имеют по 24 витка и намотаны в два провода Ø0,5 мм.

Для обмоток следует использовать провод ПЭВ-2 или аналогичный. Экранная обмотка - незамкнутый виток из алюминиевой фольги, ламинированной лавсаном. Контакт с ней достигается с помощью закладываемой под нее полоски луженой сетки. Экранная обмотка размещается между первичной и вторичной обмотками. Намотку катушек производят на гильзе с предельной плотностью укладки.

Рассмотрим работу автоматики. Пусковой ток трансформатора T1 при включении усилителя кнопкой SB1 ограничивается резисторами R11 и R12 (рис. 7). Далее, по истечении примерно 20 с, эти резисторы шунтируются встречно-параллельной парой оптотиристоров VS1 и VS2, затем через 8 с подключается АС. Временная последовательность задается с помощью простейшего конечного автомата на микросхемах DD3 и DD4, а триггер DD5.2 используется для привязки момента включения оптотиристоров к моменту малого мгновенного напряжения в сети. Триггер DD5.1 фактически использован как инвертор.

После включения SB1 на выходе элемента DD1.4 за счет действия цепи R10C9 в течение примерно 2 с сохраняется напряжение низкого уровня, через инвертор DD3.2 оно обнуляет счетчики DD4. В этом состоянии оптотиристоры (а также реле К1) выключены, трансформатор T1 подключен к сети через балластные резисторы, а нагрузка от усилителя отключена. По окончании режима сброса включаются генератор импульсов и делитель частоты в составе DD4. При этом на выходе первой секции делителя (выв. 1 DD4) появляются импульсы с частотой примерно 2 Гц. Через элемент DD3.1 они проходят на вход второй секции делителя частоты. По прохождении 32 импульсов высокий уровень на выводе 5 DD4, следуя через DD5.2, открывает VT1, управляющий оптотиристорами VS1 и VS2. Еще через 16 последующих импульсов низкий уровень на выходе DD3.3 блокирует дальнейший счет и после инверсии в D-триггере DD5.1 открывает VT2, включающий обмотку реле К1.

Устройство контроля сетевого напряжения выполнено на резисторах R20- R22, конденсаторе C8, диодах VD12- VD14 и элементах DD1.3, DD1.4. Если в сетевом напряжении появляются пропуски периодов или резкие "провалы" напряжения, то напряжение в точке соединения R22 и С8 становится меньше порогового для DD1.3 (4...5 В), что приводит к сбросу DD4 через элементы DD1.4 и DD3.2. Импульсы с частотой сети для тактирования D-триггеров DD5 снимаются с выхода DD3.4. Появление в процессе пуска на выходе УМЗЧ постоянной составляющей величиной более 0,6...0,7 В вызывает срабатывание какого-либо из компараторов DA4, и через DD3.2 также сбрасывает DD4, что блокирует процесс включения.

Применение двух оптотиристоров вместо одного оптосимистора вызвано тем, что, во-первых, оптотиристоры менее дефицитны, а во-вторых, симисторам присуща асимметрия падения напряжения, вызывающая подмагничивание магнитопровода трансформатора постоянным током. Это резко увеличивает наводки.

Подключение АС к усилителю осуществляется двумя группами нормально разомкнутых контактов реле K1. Оптимальное (с точки зрения минимизации искажений) место включения контактной пары реле - в разрыв между собственно усилителем и выходным RLC-фильтром (конденсатор С52 остается подключенным к L1, R118 - см. схему на рис. 4). На печатной плате усилителя для этого предусмотрены точки подпайки ленточного кабеля,"" идущего к контактам реле. Практически же, в случае четырехпроводного подключения нагрузки, контакты реле можно подключать и к выходу RLCфильтра, в разрыв провода между точкой соединения L2, R120, R121 и выходной цепью УМЗЧ (+АС) с конденсатором С79 (он размещен на клеммах для подключения АС). Надо сказать, что реле - не очень надежный элемент, поскольку его контакты могут "пригореть".(Ленточный кабель с чередующимися "прямым" и "обратным" проводниками использован для снижения паразитной индуктивности).

Более надежное решение - построение защиты АС на основе шунтирования выхода усилителя мощным симистором, способным выдержать силу тока через пробитые транзисторы выходного каскада. Однако емкость столь мощного симистора весьма велика и, что самое главное, нелинейна (зависит от напряжения). Поэтому применение такого элемента увеличивает интермодуляционные искажения на высших звуковых частотах до сотых долей процента.

Отличительной особенностью устройства обнаружения постоянного напряжения на выходе усилителя является применение двухзвенного ФНЧ. Благодаря этому снижены постоянные времени фильтров и исключены оксидные конденсаторы, повышены надежность, чувствительность и быстродействие устройства защиты. Время его срабатывания с момента появления постоянного напряжения 2 В не превышает 0,25 с, при напряжении 20 В - не более 0,08 с. При срабатывании защиты АС отключаются также и оптотиристоры.

Устройство индикации искажений в каждом канале представляет собой комбинацию из порогового узла с зоной нечувствительности (его еще называют "оконным" компаратором), построенного на двух элементах DA3.1, DA3.2, и цифрового ждущего мультивибратора с перезапуском (на соответствующей "половинке" DD2). Принцип его действия основан на том, что в исходном состоянии счет блокирован высоким уровнем на выходе четвертого триггера счетчика. При сбросе счетчика, вызываемом срабатыванием любого из двух объединенных по выходу компараторов, низкий уровень на выходе четвертого триггера одновременно разрешает счет и зажигает светодиод индикации искажений (HL1 или HL2 соответственно). По приходу восьмого тактового импульса счетчик возвращается в исходное состояние, блокируя дальнейший счет. Одновременно гаснет соответствующий светодиод. Таким образом, индикация перегрузки действует в течение всего времени, когда напряжение на входах компараторов выходит за пределы зоны нечувствительности и сохраняется еще 7-8 периодов тактовых импульсов (3...3,5 с) после возвращения компараторов в исходное состояние.

Аналогичные "оконные" компараторы на элементах DA4 использованы и для определения наличия постоянной составляющей на выходе УМЗЧ. Опорные напряжения (0,5...0,6 В) компараторам заданы параметрическими стабилизаторами R18VD18 и R28VD19. Преобразование выходных уровней компараторов, питающихся от напряжений +12 В, к уровням логических микросхем, питающихся от источника +12 В, выполнено на резисторах R3 и R4, R7 и R8, R19 и R29. Цепь R25С12 обеспечивает форсированное включение и выключение реле К1. Использованное автором реле фирмы Omron имеет номинальное напряжение срабатывания 12...15 В и ток 40 мА. Однако можно подобрать отечественное реле, при необходимости изменив номиналы элементов R25, R45, C12. Единственное принципиальное требование к нему - его контакты должны быть рассчитаны на ток не менее 15 А при напряжении не менее 50 В.

Стабилизаторы источников питания для ОУ обоих каналов усилителя выполнены на микросхемах DA5-DA8. Использование микросхем регулируемых стабилизаторов КР142ЕН12 (LM317) и КР142ЕН18 (LM337) вызвано двумя причинами. Во-первых, для повышения частотных характеристик и динамического диапазона ОУ их напряжение питания выбрано близким к максимально разрешенному (+18 В) и нестандартно - +16,5...17 В. В данном усилителе это вполне допустимо, поскольку ОУ по выходу нагружены слабо. Требуемое выходное напряжение стабилизаторов задано внешними резисторами. Во-вторых, за счет применения конденсаторов C25, C28, C35 и C38 на порядок улучшено подавление пульсаций и шумов стабилизаторов (по сравнению с микросхемами на фиксированное выходное напряжение) - они не превышают 0,2 мВ. С целью предотвращения образования "земляных" контуров для каждого канала использованы отдельные изолированные источники питания.

Ввод напряжения сети производится через фильтр, образованный элементами С17-С20 и T3 - так называемым синфазным трансформатором (или синфазным дросселем). Последний представляет собой обмотку из сложенных вместе жгутом трех проводов на ферритовом кольце большого типоразмера. Число витков обмотки некритично; для кольцевого магнитопровода сечением примерно 1 см2 из феррита, например марки 1500НМ, достаточно около 20 витков. Этот фильтр существенно улучшает защиту усилителя от помех, проникающих из сети. Все соединения в цепях ввода сети нужно выполнять проводом сечением не менее 2 мм2 . Фильтр R35R36C21 предотвращает проникание помех от работы тиристоров VS1, VS2 в малосигнальные цепи через трансформатор T2. Выключатель SB2, в зарубежной аппаратуре обозначаемый как "Ground Lift" (отсоединение "заземления"), позволяет при необходимости отключить корпус усилителя от защитного заземления сети, если оно имеется.

Кстати, с той же целью повышения помехозащищенности данного усилителя предусмотрено включение синфазных трансформаторов и во входных сигнальных цепях. Об этой весьма полезной детали при конструировании аппаратуры зачастую забывают или экономят на ней. Поэтому некоторые мелкие фирмы (например, Transparent Audio Technology) организовали весьма прибыльный бизнес по торговле межблочными кабелями со встроенными синфазными трансформаторами (иногда с помехоподавляющими фильтрами) для улучшения помехозащищенности аппаратуры. Польза от этого действительно есть, но на $500 (цена не самого дорогого межблочника вышеупомянутой фирмы) никак не тянет.

О возможных заменах элементов.

Микросхема К1401СА1 - точный аналог LM339 (BA10339, KA339, KIA339, HA17339, µPC339). При их отсутствии можно использовать К554СА3. Аналогом КР1157ЕН1202 (в корпусе КТ-26) является микросхема 78L12 (другие аналоги могут иметь различие в цоколевке выводов), а КР1168ЕН12 - 79L12. Вместо КР142ЕН12 вполне подойдут LM317, KA317, а вместо КР142ЕН18 - LM337, KA337 (все - в корпусах ТО-220). При монтаже их надо установить на радиаторы площадью 15...25 см2. Транзисторы КТ972 (VT1, VT2) могут быть заменены на любые составные транзисторы структуры n-p-n (например КТ829), рассчитанные на ток не менее 150 мА, или транзисторы, сохраняющие большой коэффициент передачи тока (более 60) при токе 100 мА, например, на КТ815. Диоды КД243 - это аналог 1N4002-1N4007, КД521 - 1N4148.

Резисторы R11, R12 - типа С5-16 или группы ПЭ. Основное требование к ним - способность выдерживать кратковременные перегрузки во время зарядки конденсаторов блока питания. С этой точки зрения отечественные резисторы оказываются более надежными. Конденсаторы С1, C2, C6, C7, C24, C27, C34, C37 - керамические, на напряжение 25 В, например, КМ-6, К10-17, К10-23 или аналогичные импортные, группа ТКЕ - Н30, хотя допустима и Н70. Конденсатор C16 - пленочный (К73-9) или керамический (К10-17) группы ТКЕ не хуже М1500. Конденсаторы C4, C5, C8-С11, C13, C14 - К73-17 или аналогичные импортные. Помехоподавляющие конденсаторы C17- C21 - типа К78-2 или аналогичные импортные, специально предназначенные для работы в цепях фильтрации (их корпус обычно усеян значками сертификации безопасности).

Оксидные конденсаторы - К50-35 или импортные аналоги. Резисторы R37-R44 должны быть либо точными (серий С2-13, С2-26, С2-29 и т. п.), либо подобранными из близких по номиналу МЛТ, ОМЛТ, С2-23. Резисторы повышенной мощности - 2 Вт - МЛТ, ОМЛТ, С223 или их импортные аналоги. Остальные маломощные резисторы могут быть углеродистыми - С1-4, ВС и проч. Выпрямительные мосты КЦ405 заменимы на КЦ402, КЦ404 или на набор диодов КД243 (1N4002-1N4007). В качестве оптотиристоров VS1, VS2 применимы любые из серии ТО125 с классом по напряжению 6 и более (ТО125-10-6, ТО125-108, ТО125-10-10, ТО125-12,5-6, ТО12512,5-10 и т. п). Можно также использовать и серию ТО132.

Выпрямительные мосты серии КЦ407 также могут быть заменены на набор диодов КД243 (1N4002-1N4007).

Если усилитель планируется часто использовать на полной мощности, выпрямительные мосты в усилителе (VD38- VD41 на рис. 4) полезно умощнить, включая параллельно в каждое плечо моста по паре диодов КД213, а при возможности - заменить на более мощные КД2997. Использовать низкочастотные выпрямительные диоды не следует из-за явно выраженного эффекта "скачкообразного восстановления": выключение диода происходит с задержкой на рассасывание накопленных носителей заряда. Окончание этого процесса порождает большие помехи. Шунтирование диодов конденсаторами при этом помогает слабо. С высокочастотными диодами (КД213, КД2997, КД2995 и т. п.) этой проблемы не возникает.

Можно также использовать диоды Шоттки, рассчитанные на напряжение не менее 100 В. Что касается применения импортных высокочастотных диодов, то их нужно брать на ток не менее 30 А, поскольку эта величина, как правило, для зарубежных высокочастотных диодов представляет собой либо допустимый пиковый ток, либо средневыпрямленный ток на активную нагрузку, а не средневыпрямленный ток при работе на емкостный фильтр, как для большинства отечественных диодов. В частности, можно порекомендовать диоды 40CPQ100 и 50CPQ100 (IR), однако розничная цена их составляет около $6...7.

ЛИТЕРАТУРА

  1. Агеев С. Должен ли УМЗЧ иметь низкое выходное сопротивление? - Радио, 1997, # 4, с. 14-16.
  2. Витушкин А., Телеснин В. Устойчивость усилителя и естественность звучания. - Радио, 1980, # 7, с. 36, 37.
  3. Сухов Н. УМЗЧ высокой верности. - Радио, 1989, # 6, с. 55-57; # 7, с. 57-61.
  4. Alexander M. A Current Feedback Audio Power Amplifier. 88-th Convention of the Audio Eng. Society, reprint #2902, March 1990.
  5. Wiederhold M. Neuartige Konzeption fur einen HiFi-Leistungsfersterker. - Radio fernsehen elektronik, 1977, H.14, s. 459-462.
  6. Акулиничев И. УМЗЧ с широкополосной ООС. - Радио, 1989, # 10, с. 56-58.
  7. Baxandal P.J. Technique for Displaying the Current and Voltage Output Capability of Amplifiers and Relating This to the Demands of Loudspeakers. - JAES, 1988, vol. 36, p. 3-16. 17
  8. Поляков В. Уменьшение поля рассеяния трансформаторов. - Радио, 1983, # 7, с. 28, 29.
  9. ECAP Theory. - Издание фирмы EvoxRifa Co., 1997.

Радио № 10-12, 1999г.

< Пред.   След. >
up Главная | Новости | Усилители мощности | Предусилители | Акустика | Источники сигнала | FAQ | Форум | Карта сайта up
 

Mambo is Free Software released under the GNU/GPL License.