Главная Контакт Ссылки
Предусилитель-корректор для магнитного звукоснимателя Версия для печати
Написал Д. Данюк, Г. Пилько   
вторник, 23 Сентябрь 2003

Появление компакт-дисков несколько отвлекло внимание потребителей от привычной формы грамзаписи, но говорить о полной потере интереса к ней еще рано. По мнению специалистов [1], механическая грамзапись и технические средства для ее реализации сохранятся до тех пор, пока огромные объемы накопленных фонотек не будут переведены с грампластинок на другие носители. Вместе с пластинками сохранится проблема обеспечения качества фонограмм и совершенствования технических средств для их воспроизведения.

Одним из узлов, определяющих качество воспроизведения грампластинок, является предусилитель-корректор (ПК). Можно выделить две наиболее многочисленные группы ПК, отражающие тенденции их проектирования: стремление снизить стоимость и желание достичь наибольшей точности воспроизведения. К первой группе относятся ПК не лучшего качества, с использованием дешевых деталей с большим разбросом параметров и имеющие только один источник питания. Эти ПК вносят существенные нелинейные искажения и имеют большие отклонения амплитудно-частотных характеристик (АЧХ) от стандарта «Record Industry Association of America» (RIAA). Им присуши также недостаточная величина петлевого коэффициента усиления ВКо, где В — коэффициент передачи цепи ООС, Ко - коэффициент передачи усилителя с разомкнутой ООС. Такие ПК часто встраивались в автономные электропроигрыватели.

ПК второй группы — это дорогие усилительные устройства, выполненные на дискретных элементах и имеющие двуполярное питание. Чаще всего в этих ПК используется схемотехника усилителей мощности и применяются дорогие пассивные компоненты: прецизионные пленочные конденсаторы, точные малошумящие фольговые резисторы. Каждый их канал содержит 15—20 транзисторов. Такие ПК обеспечивают высокое качество большинства параметров за счет значительно больших затрат на элементы в сравнении с устройствами первой группы.

Рис. 1

За последние десять лет существенно расширилась номенклатура выпускаемых операционных усилителей (ОУ) и снизились их цены, сделав многие типы ОУ дешевле прецизионных конденсаторов. Это позволило строить ПК на нескольких ОУ, превосходящие по ряду параметров устройства на дискретных транзисторах. Улучшение параметров ПК на нескольких ОУ достигается за счет больших величин ВКо во всем диапазоне звуковых частот. Примером такого ПК может служить усилитель [2], схема которого показана на рис.1. В нем использовано включение ОУ DA1.1—DA1.3, позволяющее реализовать дифференциальное подключение звукоснимателя, которое способствует подавлению синфазных наводок и фона во входных цепях. Такое схемотехническое решение обеспечивает и чрезвычайно малые нелинейные искажения усилителя. Так при амплитуде сигнала равной 10 В и частоте 1 кГц они имеют порядок тысячных долей процента. Входное сопротивление ПК — 54 кОм, рекомендуемое сопротивление нагрузки не менее 2 кОм. Цепи формирования АЧХ сосредоточены в звене, выполненном на ОУ DA1.4, его коэффициент усиления К=0,712. Поэтому при Ко=5 -104 величина BKо>103 во всем диапазоне звуковых частот. Постоянные времени коррекции: τ1 = C4R11=18330 мкс; τ2=C5R12=3240мкс; τ3=R12R13(C5+C6)/(R12+R13)=331 мкс; τ4=R13C6=73 мкс. Данный пример показывает, что даже при использовании дорогих схемных решений точность реализации АЧХ RIAA соблюдается не строго и определяется главным образом допусками используемых элементов, в частности конденсаторов. Погрешности АЧХ и являются одной из причин различий в «звучании» ПК, поскольку при субъективных тестах ухо улавливает у сравниваемых ПК разбаланс АЧХ ±0,3 дБ [3].

Общий анализ схем ПК второй группы позволил выявить четыре требования, совместное удовлетворение которых обеспечивает высокое качество и экономическую целесообразность ПК:

  1. Обеспечение наибольшей точности реализации стандартной АЧХ (RIAA).
  2. Уменьшение шумов и улучшение их спектрального распределения.
  3. Уменьшение нелинейных и переходных интермодуляционных искажений [4].
  4. Обеспечение, по возможности, минимальной стоимости ПК.

Очевидно, что четвертое требование противоречит всем остальным, весьма противоречивы также требования 2 и 3 [5]. Поэтому удачкая схема ПК — это результат оптимального компромисса.

В настоящее время широко используются однозвенные и двузвенные ПК. Сравнить их можно, проанализировав частотные характеристики ПК на отечественных ОУ, показанные на рис. 2 и 3. Они получены путем линейной аппроксимации логарифмических АЧХ (ЛАЧХ) [6].

Рис. 2,а
Рис. 2,б
 
Рис. 3

ЛАЧХ 1 (рис.2,а) — АЧХ идеального ПК с коэффициентом передачи К равным 100 (RIAA). Точки ее перегиба на частотах f1, f2, f3 и f4 соответствуют известным стандартным постоянным времени τ1, τ2, τ3 и τ4. ЛАЧХ 2 имеет однозвенный ПК на ОУ К544УД1А в неинвертирующем включении (НВ), скорректированном на запаздывание по фазе до частоты единичного усиления. ЛАЧХ 4 имеет однозвенный ПК на ОУ К153УД2 в инвертирующем включении (ИВ), скорректированном связью вперед ЛАЧХ 3 и ЛАЧХ 5 соответствуют двузвенкым ПК. Спад ЛАЧХ 5 на низких частотах показан штриховой линией. На рис.2,б представлены ЛАЧХ глубины ООС А(р)=В(р) • Ко(р)+1 в ПК, выполненных на одном ОУ в HВ (1—2) и ИВ (1—4), а также в двузвенном ПК с первым звеном на ОУ в НВ (2—3) и вторым на ОУ в ИВ (4—5). Сопоставление этих ЛАЧХ позволяет рационально выбрать схему ПК, поскольку величина ВКо, непосредственно характеризует эффективность ООС. Так, сравнение ЛАЧХ, приведенных на рис.2,б, показывает, что первое звено при HВ ОУ в двузвенной схеме по величине ВКо, уступает лишь ПК на одном ОУ в ИВ и только на частотах выше 40 кГц. На частотах меньших 500 Гц оба звена двузвенной схемы (2—3) и (4—5) имеют большие значения ВКо, чем однозвенные ПК (1—4) и (1-2). ПК на одном ОУ с ИВ почти на порядок превосходит по величине ВКо ПК на одном ОУ с НВ на всех частотах выше 50 Гц. Это показывает также ЛАЧХ (2-3) и (4-5). Очевидно, что для улучшения эффективности действия ООС предпочтительнее ПК на ОУ в ИВ, особенно при возможности использования коррекции связью вперед. Величина ВКо влияет как на уровень нелинейных искажений, так и на точность воспроизведения АЧХ RIAA. Общепринято, что АЧХ независима от параметров усилителя, если ВКо > 100. В этом случае отклонения АЧХ от расчетной не превышают 0,1 дБ или 1,16%, а при расчете можно считать ОУ идеальным [7]. Это требование соответствует усилителю нулевого класса сложности, имеющему нелинейность АЧХ не более ±0,3 дБ, согласно ГОСТ 24388-83 «Усилители звуковой частоты бытовые».

Строгое выполнение требования ВКо > 100 во всем диапазоне звуковых частот при использовании дешевых ОУ, затруднительно даже в двузвениом ПК. Недостаточность величины ВКо ведет к уменьшению значения К усилителя с ООС и смещению полюсов его АЧХ, по сравнению с расчетом для идеального ОУ [3]. Это явление можно характеризовать составляющей общей амплитудной погрешности s. Приближенную оценку s для ВКо>> 1 дает формула s=-100%(l+BKо). Кривые линейной аппроксимации sмакс для разных участков ЛАЧХ приведены на рис.3. Здесь кривая (1—2) соответствует sмакс для ПК на одном ОУ544УД1А в НВ, (1-4)-ПК на одном ОУ К153УД2 в ИВ, (3-2) и (4-5) - ОУ в НВ и ИВ в звеньях двузвенного ПК, а (3—5) представляет суммарную sмакс двузвенного ПК. Очевидна тенденция роста а с увеличением частоты, по мере уменьшения ВКо (рис.2,б). Если при расчете АЧХ RIAA не учитывать АЧХ собственно ОУ, то не имеет практического смысла добиваться погрешностей номиналов элементов большей, чем ожидаемая s в точках перегибов соответствующих кривых, представленных на рис.3.

Согласно рис.3, удовлетворительных результатов можно ожидать, если отклонения номинальных параметров используемых в ПК элементов не превышает 5% для всех рассмотренных случаев. Если же необходимо обеспечить точность АЧХ соответствующую отечественной аппаратуре нулевой группы сложности, то при характеристиках(1—2), (1—4), (3—2) расчет цепей коррекции следует производить с учетом передаточных функций ОУ, поскольку в этих случаях не во всем диапазоне звуковых частот выполняется условие ВКо > 100. Двузвенный ПК (2-3), (4-5) позволяет реализовать постоянные времени цепей коррекции раздельно друг от друга в различных звеньях. Для его инвертирующего звена (4—5) выполняется требование ВКо > 100 почти во всем диапазоне звуковых частот. Поэтому при расчете звена (4—5) неидеальность ОУ можно не учитывать. Однако это следует делать для звена (2—3). Пример расчета постоянных времени АЧХ с учетом передаточной функции ОУ можно найти в [3].

Рис. 4

В предлагаемой авторами конструкции предпринята попытка достичь наилучших качественных показателей ПК посредством компромисса между четырьмя перечисленными выше требованиями. Для достижения поставленной цели была выбрана двузвекная схема ПК, представленная на рис. 4.

Первое звено выполнено на ОУ К544УД1 и имеет два входа: «Вх. 1» — обычный неинвертирующий вход, «Вх.2» — вход для подключения «плавающего» источника входного сигнала, звездочкой отмечены выводы входов, при подключении к которым одноименного конца катушки звукоснимателя фаза сигнала на выходе ПК остается неизменной.

Цепи R3R7R13C1С2 образуют входные фильтры, a R5C1 и R10C2 входят в цепи нагрузки звукоснимателя. Коэффициент передачи первого звена на частоте 1 кГц (кривая 3 рис. 2,а) устанавливается резистором R14 равным 20. Полюс АЧХ на частоте f4= 2122 Гц формируется цепью C3R11 с постоянной времени τ4. Приведенные на рис.4 номиналы резисторов соответствуют точным значениям номиналов конденсаторов. Величина постоянной времени τ4 отличается от стандартного значения τ4= 75 мкс, поскольку для частоты f4 (кривая 2—3, рис.2,б) величина ВКо = 25. Формула для вычисления этой постоянной времени получается из выражений передаточных функций для кривых 2 и 3 (рис.2,а) τ44—K1/πf6=71,8мкc, В любом возможном включении первое звено формирует нуль на частоте f6=f4 =K1 = 42,44 кГц.

Спад АЧХ на инфразвуковых частотах формируется переходной цепью (R4//R12)C4, определяющей постоянную времени τ1. Резистор R12 подгоночный.

Второе звено ПК выполнено на ОУ К153УД2 в ИВ с коррекцией связью вперед через конденсатор С6. Коэффициент передачи этого звена на частоте 1 кГц равен 5. Для второго звена величина ВКо > 100 кГц (кривая 4—5 на рис.2,б), поэтому при расчете постоянных времени корректирующих цепей в этом звене учитывать передаточную функцию собственно ОУ нет необходимости. Полюс на частоте f2 задается цепью R2C7 с постоянной времени τ2 = 3180 мкс, а нуль на частоте f3—цепью R1C7 с постоянной времени τ3 = 318 мкс. Полюс, служащий для компенсации нуля, возникшего в первом звене на частоте единичного усиления f6, задается цепью R1C5 с постоянной времени τ6 = R1 • С5 = 1/2πf6 = 3,75 мкс. Резистор R6 служит для согласования выходных параметров ПК с последующими усилительными устройствами [9]. На рис.2, а этому ПК соответствует ЛАЧХ 1, для которой К=100. ПК питается напряжением ± 15 В, двойная амплитуда напряжения источника питания не должна превышать 6 мВ.

Для удобств подгонки постоянных времени каждый из резисторов Rl, R12, R14 состоит из двух последовательно включенных резисторов. В ПК применены резисторы с отклонением сопротивлений от номинального значения ±5%, разброс элементов времязадающих цепей выдержан в пределах ±1%.

При использовании только одного из входов ПК, для уменьшения шумов, резистор R10 (47 кОм) в цепи свободного входа следует замкнуть накоротко.

Измерения линейности АЧХ и разбаланса каналов производились методом компенсации сигналов. В состав измерителя входили: блок компенсации, антикорректор [8], звуковой генератор ГЗ-118 и осциллограф С1-93. Разрешающая способность измерителя превосходила 0,1%. Максимальная погрешность АЧХ (0,6%) отмечена на частоте 20 кГц. Разбаланс каналов составил 1,2% на частоте 20 кГц и 0,8% — на частоте 1 кГц. При измерении нелинейных искажений последовательно с источником сигнала включался звукосниматель «Jenorel» (R=520 Ом, L = 0,55 Гн). На выходе ПК основная гармоника подавлялась режекторным фильтром из комплекта генератора ГЗ-118. Напряжения гармоник на выходах измерялись спектроанализагором СК4-56 на частоте 20 кГц при подаче сигнала на неинвертирующий вход ПК и амплитуде сигнала на его выходе 6,5 В. При собственных искажениях генератора 0,0003%, или (-110 дБ) для второй гармоники и 0,0001%, или (-120 дБ) для третьей гармоники, нелинейные искажения сигнала на выходе ПК составили 0,012% или(-79 дБ) для второй гармоники и 0,002%, или (-94 дБ) для третьей. Измерить нелинейные искажения с входа для «плавающего» источника сигнала оказалось невозможно, поскольку это требует использования согласующего трансформатора, а вносимые им искажения на несколько порядков больше, чем самого ПК. Переходные интермодуляционные искажения контролировались по тесту DIM 30 [10]. Амплитуда меандра на выходе ПК устанавливалась 6,5 В. Меандр формировался счетчиковым делителем на элементах серии 176. Общие интермодуляционные искажения составили около 0,02%, при этом главный вклад в них вносила вторая гармоника меандра.

Быстродействие базовых усилителей оценивалась при подаче на вход меандра частотой 1 кГц через антикорректор и составила 6,5 В/мкс. Отношение сигнал/шум, измеренное относительно уровня входного сигнала 5 мВ на частоте 1 кГц с звукоснимателем «Jenorel» в полосе частот 20... 20 000 Гц составило - 64 дБ.

Полученные параметры говорят о том, что при использовании двузвенных схем даже на недорогих ОУ можно создать ПК с прецизионной АЧХ при использовании упрощенных процедур расчета и пассивных элементов средней стоимости.

ЛИТЕРАТУРА

  1. Williamson Reg. Understanding the RIAA curve. — The Audio Amateur, 1990, № 2, p. 18-24.
  2. Beusekamp M.F. RIAA — correctie-versterker. - Radio Bull, 1984, vol.53, desember, p.457-461.
  3. Lipshltz S.P. On RIAA Egualization Networks. - JAES, 1979, June, vol.27, № 6, p.458-481.
  4. Otala M., Leinonen E. Extension of Theory of Transient Intermodulation Distortion. - IEEE Trans., 1977, vol.ASSP-25, february, p.2-8.
  5. Tailor Eric F. Distortion in Low — Noise Amp., - Wireless World. 1977, vol.83, part I, august, p.28-32, part I, august, p.55-59.
  6. Сухов Н.Б., Бать С.Д., Колосов В.В. и др. Техника высококачественного звуковоспроизведения. — Киев: Тэхника 1985, с.П—21, 77-88, 112-114.
  7. Шкритек П. Справочное руководство по звуковой схемотехнике. — М.: Мир, 1991, с.38, 42, 123.
  8. Данюк Д.Л., Пилько Г.В. Устройство для настройки предусилителей корректоров. - Радиолюбитель, 1991, № 6, с.34, 35.
  9. Публикация МЭК № 268. Звуковые системы. Часть 15. Предпочтительные присоединительные параметры элементов звуковых систем.
  10. Leinonen E., Otala M. Correlation Audio Distortion Measurements. - JAES, 1978, vol. 26, № 1/2, p. 12-19.

Радио №11. 1993 r.

< Пред.   След. >
up Главная | Новости | Усилители мощности | Предусилители | Акустика | Источники сигнала | FAQ | Форум | Карта сайта up
 

Mambo is Free Software released under the GNU/GPL License.